TRANSİSTÖR MÜ TRİSTÖR MÜ YOKSA......?

TRANSİSTOR MÜ TRİSTÖR MÜ Y OKSA ?

Dr. Alpaslan AKSEL Güç Elektroniği Uzmanı ORMO A.Ş.

ÖZET

Bu çalışma Güç Elektroniği Uygulamalarında kullanı lan çeşitli yeni güç anahtarlama öğelerini tanıtma amacını taşımaktadır. Sıklıkla kullanılagelen öğelerin yetenekleri tartışılmış, yeni öğeler ve Ga As Güç FET bu açıdan gözden geçirilerek, önemli çalışma değiş kenlerinin karşılaştırılmasıyla birtakım uygulama ağır lıklı sonuçlara varılmıştır. Ayrıca okuyucuda Güç Elektroniği öğelerinin geliştirilme açımmlarıyla il gili anlayış basitte olsa varkılmak çalışmanın diğer önemli bir amacıdır.

ABSTRACT

The aim of this vvork is to introduce to reader some of the new power switching components used in Povver Electronics applications. For this purpose various capabilities of frequently used traditional components are discussed. Then new components and the Ga As Povver FETs are revievved and some practi cal conclusions are drawn having compared various parameters of the " o l d " and the "new" components. Also another important purpose of this work has been to give an understanding on the perspectives and process of development and improvement of power svvitching components.

1. GİRİŞ

Bu bölümde başlıktan da anlaşılacağı gibi çeşitli uy gulamalarda Tristör ve Güç Transistoru arasında seçi mi etkileyebilecek kimi özellikler üzerinde durulacak ve bu soruya kesin bir yanıt sonuç bölümünde verile cektir.

Günümüzde Güç Elektroniği yüksek sıklıkta anahtar lama uygulamalarında yoğunlaşmakta ve çalınmalar bu alandaki sınırların aşılması doğrultusunda ilerle mektedir. Yarı iletken öge üreticileri de bu çabalara bir katkı olarak yeni güç anahtarlama öğeleri geliştir mekte ve uygulayıcıların hizmetine sunmaktadır. Bu nedenle "Tristör x Güç Transistoru" karşılaştırma sı yalnız bu öğelerin son yıllarda gösterdiği kendileri ne özgü gelişme ile sınırlı tutulursa tek yanlı bir so nuca varmak olasıdır. Dolayısıyla karşılaştırmaya Tristör Transistor teknolojilerinin gelişimi sonucu or taya çıkan yeni öğeleri ve türevlerini de katmak hiç te yersiz olmayacaktır.

İste böylesi kapsamlı bir değerlendirmeye geçmeden önce, gerek genel karşılaştırma sonuçlarının önemini

bütünüyle kavrayabilmek, öte yandan özelinde gere ken uygulama ağırlıklı sonuçları yararlı kullanabilmek için sıkça yararlandığımız Güç Transistörlerinin ileti me ve kesime geçerken gösterdikleri karmaşık davra nışa bir ölçüde değinmekte yarar ve gerek vardır.

2. İLETİME ve KESİME GEÇERKEN TRANSİSTOR DAVRANIŞI

Çizim l.a'da bir çevirici çıkış transistorunun anahtar lama çevriminde toplayıcı yay ıcı gerilimi (collector emitter voltage) (Vçg) ve toplayıcı akımı (lc) dalga biçimleri görülmektedir. Toplayıcı akımım belirleyen ana öğeler de Çizim Lb'de gösterilmiştir (1).

VCE

1 1

1V| \l

1""ı 1

1#t)ma • • lığı

(}

Aı

%/p*\> 1T.

katim*

1i

ar*lı0ı

Çizim 1.(a) : Bir çevirici çıkış transistöründe, iletime ve kesime geçişte, toplayıcı yayıcı gerili minin ve toplayıcı akımının dalga biçim leri, (b) Bir çevirici devresinde temel akım belirleyici öğeler.

2.1. İletime Geçiş

İletime geçerken toplayıcı akım darbelerinin boşalt mak zorunda olduğu kaçak bir sığanın bulunduğu çe virici devrelerinde, iletime geçişte, dalga biçimleri Çi zim 2'de gösterilmiştir. Burada transistor artı bir ta ban (base) akımı (Ifi) darbesiyle iletime geçmekte, toplayıcı yayıcı gerilimi (Vçg) hızla düşerken, topla yıcı, akımı Oc) artmaya başlamaktadır. Daha sonra in (düşme hızı azalmaya başlamakta ancak c i f i n ) değeri göreli yüksekte kalmaktadır. Bunda toplayıcı akımının bir kısmını oluşturan ve yukarda anılan sığa boşalma akımının büyük olması etkendir. Sonuçta Çizim 2'de kesikli eğri biçiminde gösterilen iletime geçiş kayıpları ( l c x V ^ E ) yüksek bir tepe de

gere ulaşmaktadır. Daha sonra lc'nin düşmeye başla masıyla V C E ' d e azalmakta ve sonuçta olağan doym.ı gerilimi (iç ve Ig'nin gerçek değerlerine uyumlu bi çimde) VçE(sA r)'a ulaşmaktadır.

Çizim 3'de Çizim 2'ye benzer dalga biçimleri bu kez Ig'nin daha hızlı artması durumunda gösterilmiştir. Burada Vç[r'nin hızlı düşümü bir önceki durumdan daha altta bir düzeye kadar korunabilmektedir. So nuçta iletime geçiş kayıpları azalmaktadır.

Çizim 2 : Bir çevirici devresinde iletime geçiş dalga biçimleri.

Çizim 3 : Taban akımının hızlı yükselmesi durumun da iletime geçiş dalga biçimleri

Çizim 4 : Taban akımının çok hızlı yükselmesi du rumunda iletime geçiş dalga biçimleri

Çizim 4'te ise bu kez çok hızlı artan ve aynı zamanda bir aşma (overshoot) olan Ig'nin oluşturduğu dalga biçimleri görülmektedir. Burada Vçjr çok hızlı bir bi çimde doyum gerilimine inmektedir. Dolayısıyla ileti me geçiş kayıpları da önemli ölçüde azalmaktadır.

Bu örneklerden şöyle bir genel sonuca varılabilir: Bir çevirici güç transistoru için en uygun iletime geçiş ko şulları Ig akım darbesinin çok hızlı yükselmesi ve ay rıca bir aşma (overshoot) içermesiyle sağlanabilir.

2.2. Kesime Geçiş

Kesime geçişte dalga biçimleri ve basitleştirilmiş sür me devreleri Çizim 5,6, 7, ve 8'de gösterilmiştir.

Uygulamada V ç g dalga biçimi, temelde, toplayıcı devresince belirlenir. Transistorun bu devreye sınırla yıcı etkisi, kesime geçişin başında Vçç'nin yükselme sini geciktirmenin dışında azdır. Kesime geçme ka yıplarını gösteren kesik çizgili İç x V ç £ eğrisinin içer diği enerji,kesime geçme zamanına ve İç dalga biçimi ne bağlıdır.

ELEKTRİK MÜHENDtSLİĞl 314

21'1

ge) zamanı (t0 tj arası) boyunca uzatılmaktadır. Daha sonra taban akımının sınırlanması durumuna erişilince (t7 yakınları) taban Hizj bağlı endüktansta biriken enerji (t2 13) zaman aralığında transistorun taban ya yıcı eklemine ek bir ters gerilim kutuplamakta (ancak ters taban akımının sınır değeri aşmamasına dikkat edilmelidir) ve bu da kesime geçişin son bölümünü ol dukça kısaltmaktadır.

———

' CX VCE

t\

1/ V. %90 —f2 1 1"f\ /

y/

VBE

(J

VR

Çizim 5 : Hızlandırma sığalı sürme devresiyle b, ke sime geçiş dalga biçimleri (a).

«0

«2 ' 3

Çizim 5.b'deki sürme devresinde bir hızlandırma sığası bulunmakta (genellikle düşük gerilimli transistörlerde kullanıla) ve bu da Çizim 5.a'da görüldüğü gibi Iç'nin düşerken uzun bir kuyruğu izlemesine neden olmak tadır. Sonuçta kesime geçiş kayıpları artmaktadır. Bu sığanın kullanılmaması durumunda (Çizim 6.a) topla yıcı akımının kuyruğu kısalmakta, anılan kayıplar ise azalmaktadır.

Çizim 7'de ise Çizim ö.b'deki sürme devresini kullana rak ancak bu kez taban yayıcı ekleminin daha yüksek bir ters gerilimle kutuplanmasıyla daha da azalan kesi me geçiş kayıpları ve diğer dalga biçimleri görülmek tedir.

Çizim 8'de tabana dizi bağlanmış bir endüktansın anı lan kayıpları daha da azaltacağı görülmektedir. Yukarıda anlatılanlardan şu sonuçlara varılabilir; ters taban kutuplama geriliminin artması, Çizim 5, 6, ve T de görüldüğü gibi, transistoru daha hızlı kesime sok maktadır. Çizim 8'de ise, dikkatle gözlenirse, taban akımının düşme zamanı transistorun depolama (stora

(• 1

Çizim 6 : Hızlandırma sığasının kaldırılması (b), top layıcı akımının kuyruğunu kısaltıyor (a).

Sonuçta^taban akımını transistorun depolama zamanı boyunca azaltmak ve uygun zamanda büyük bir taban yayıcı ters gerilimi kutuplamak,kesime geçiş zamanını kısaltmakta ve toplam anahtarlama kayıplarının göreli daha önemli olan kesime geçiş kayıpları öğesini de en aza indirmektedir. Yukarıda ters kutuplanmış taban yayıcı ekleminden artık azınlık taşıyıcıların yayıcı tarafından boşaltılma sıyla kesime geçiş anlatılmaktadır. Ancak transistoru kesime sokmanın tek yöntemi bu değildir. Anılan azınlık taşıyıcılar toplayıcı iledeboşaltılabilirve V ç g ' nin büyük olması nedeniyle de kesime geçiş daha hızlı

yapılabilir (2 ). Ayrıca çalışmalar bu yöntemle transis torun ters kutuplamada ikincil kınlıma (Bölüm 2.4.2' ye bakınız) dayanıklılığının yüksek olduğunu göster mektedir (3 ). Ana güç transistörüne ek olarak bir fazla transistorun kullanılması gerektiği bu yöntemin üstün lükleri 2 0 0 V üzerinde olmakta daha düşük gerilimler de ise konumuz olan yöntem yeğlenmektedir ( 4 ) .

/\

V.

1 1\ /> I

x V^r

y \[

VBE VCE

/ \

V R ( < V(BR)EBO'

2,3. Transistor İç Y apısının Anahtarlama Davranışına Etkisi

Y üksek gerilimde çalışabilen transistörlerin yapısı dü şük gerilimde çalışabilen diğer transjstörlerden f arklı dır. Bu farklılık transistorun toplayıcı bölgesinde yük sek dirençli ve göreli kalın bir bölgenin bulunmasın dan kaynaklanır.

Üreticiler, yüksek gerilimlere dayanabilecek transistor yapımı sorununu, olağan koşullarda yüksek gerilime dayanabilen bir bölgeyi,transistorun toplayıcısına ek lemek biçiminde çözümlemişlerdir.

yay KI n

taban P

I I katkılama yoğunluğu

^1

1|

t0

<l

Çizim 7

Hızlandırma sığasının olmadığı ve yüksek ters sürme gerilimi durumunda kesime ge çiş dalga biçimleri.

'7N 'c .>

^y /

W(BB(£BO ve 1

Çizim 8 : Taban devresine endüktans koymakla (b), kesime geçiş kayıplarının azalması (a).

Çizim 9 : a. Y üksek gerilim npn transistorun basit çe gösterimi, b. Katkılama yoğunluğu.

Çizim 9,a'da böyle bir transistor yapısı basitçe göste rilmiştir. Toplayıcı yüksek dirençli rf (n tipi katkılan mış, ancak katkı yoğunluğu düşük) ve az dirençli n+ (n tipi katkılanmış ancak katkı yoğunluğu yüksek) bölgelerinden oluşmaktadır. Toplayıcı gerilimin çoğu bu yüksek dirençli n bölgesinde düşmektedir. Çizim 9.b'de ise bu tür bir transistorun katkılanması yoğun luğunu belirten bir kesit görülmektedir. Kuşkusuz transistörlerin verimli bir anahtar olarak ça lışması istenmektedir, O zaman yüksek gerilime daya nabilen ve yüksek dirençli n" bölgesi iletim durumun da bu özelliğini elektriksel olarak değiştirebilmen ve üzerinde düşük gerilim bulunan bir duruma geçebil melidir. Bu ise taban bölgesinden toplayıcıya büyük sayıda akım taşıyıcıları "püskürtmek" ve o bölgeyi doyuma sokmakla olanaklıdır, n bölgesine giren ço ğunluk taşıyıcıları bu bölgeyi sanki "sel basmış" du rumuna getirir ve böylece daha kolay akım geçmesini sağlar. Bu olaya biraz ayrıntılı ve yarı iletken fiziği açısından da bakmakta yarar vardır. Amacımıza çok basit tran sistor benzetimleriyle varmaya çalışacağız.

21i

Çi/im 10 : Düşük gerilimli transistorun etkin (a si), doyuma giriş (b çizgisi) ve doyum böl gesinde (c çizgisi) gösterilişi.

Çizim 10'da basit ve düşük gerilimde çalışabilen bir transistor yapısı görülmektedir, Burada yayıcıdan ta ban bölgesine "püskürtülen" serbest taşıyıcıların ta ban içindeki yoğunluklarının tabanın kendi katkılama yoğunluğundan yüksek olduğu varsayılmıştır. Çizim 10'da "a" çizgisi transistorun etkin (active) bölgedeki durumu (V(;g > 0 ) , " b " çizgisi doyuma ge çişin başlangıç durumunu (Vçg = 0) ve c çizgisinde doyum durumunu (Vçg < 0 ) göstermektedir.

2.3.1. İletime Geçiş İşleyimi

Yukarıda anılan benzetimden hareketle yüksek geri limde çalışabilen bir transistorun iletime geçerken ta şıyıcı yoğunluğunun değişimi Çizim ll.a'da gösteril miştir. 1. çizgi yayıcıdan tabana düşük düzeyde taşı yıcı "püskürtülmesi" durumunu göstermektedir. Bu durumu doyuma geçiş başlangıcı olarak tanımlayalım ve dikey çizilmiş C başvuru (reference) hattı olsun. C doğrusu metalik toplayıcı taban eklemiyle çakış maktadır. Bu durumda Vç g = 0 olur. ancak toplayı cıda hala yüksek dirençli n" bölgesinde yoğunlaşmış, önemli bir gerilim vardır.

Çizim 11.a'da 2. çizgi yayıcıdan tabana daha yüksek düzeyde bir taşıyıcı "püskürtülmesi" durumunu göster mektedir. Bu durumda taşıyıcılar tabanı aşıp toplayı cının n" bölgesine girmekte ve yatay eksendeki 2 nok tasına ulaşabilmektedir. Sonuçta etkin taban bölgesi bu noktaya kadar yayılmaktadır. Diğer bir bakış açısı toplayıcı genişliğinin değişmesidir. Bu nedenle bu du rum "Toplayıcı Genişlik Bindirmesi" biçiminde anıl maktadır.

Benzer biçimde 3.4. ve 5. çizgiler de daha yüksek "püskürtme" yoğunluklarına denk düşmekte ve etkin taban bölgesi daha da yayılmaktadır. 6. çizgiye gelin diğinde artık tüm n" bölgesi çoğunluk taşıyıcılarıyla dolmuştur. Bu durumda toplayıcı bölgesindeki geri lim çok azalmış ve transistor doyuma geçmiştir. An cak bu duruma taban akımının arttırılması nedeniyle ulaşılabilmiştir. İşte yüksek gerilimde çalışabilen tran sistörlerin yüksek toplayıcı akımlarına çıkıldığında olağan görülmeyen düşük akım kazançlarının (hp^'nin düşük olması) nedeni buradan kaynaklanmaktadır.

Çizim ll.b'ae transistorun \Q^C£ özellikleri basit bir biçimde gösterilmiştir. 00 ve OP doğruları arasında kalan bölgede etkin toplayıcı genişliğinin ve dolayı sıyla doyuma yaklaşan transistörde iletimde ön geri lim (VCJT) düşümünün azalması görülmektedir. Tran sistorun çalışma noktası, iletime geçerken, düşük akım düzeyinden (Çizim ll.a'da 1. çizginin altındakile re denk) başlayarak bir özeğri izler ve OP doğrusuna ulaşır. Bu transistorun doyum bölgesidir ve burada transistor tümüyle iletimdedir. Anılan çalışma nokta sının özeğriyi hızlı geçmesi (Çizim ll.a'da 6. çizgiye çabuk ulaşma ya da çizim ll.b'de OP doğrusuna ça buk erişme) transistorun iletime hızlı geçişini sağlar. Yayıcıdan "püskürtme" yoğunluğunun artması ise iletime geçişte taban akım darbesinin yükselme hızına bağımlıdır, Bu noktaya Bölüm 2,1'de değinilmişti. Buradan şöyle bir uygulama sonucu çıkarabiliriz: Sü ren transistor, sürülenden daha hızlı olmalıdır.

Vfcy/

CE(off) b

CE(SAT)

Çizim 11 : Yüksek gerilim transistorunun iletime ge çiş davranışı; (a), anahtarlama anında yük yoğunluğu, (b) iletime geçişte çalışma noktasının izlediği eğri, (c) iletime geçiş dalga biçimleri.

2.3.2. Kesime Geçiş İşleyimi

Çizim 12.a'da doyum durumundaki bir transistörde tayışıcı yoğunluğu, kesime geçme çevriminin başında, 0 çizgisiyle gösterilmiştir. Çizim 12.b'de görüldüğü gi bi sıfır zamanından başlanarak taban akımının yavaş ça azaldığını düşünelim. Birçok çevirici devrelerinde kesime geçme çevriminin başlangıcında toplayıcı akı mın sabit kaldığı varsayılırsa, yayıcı akımı, çizim 12.b'de görüldüğü gibi taban akımını izler. Böylece Çizim 12.a'daki taşıyıcı yoğunluğu 1. ve 2. çizgilerle gösterilen durumları geçerek yayıcı akımının sıfır ol duğunu gösterir, 3. çizgi durumuna ulaşır. Yayıcı akı mın çok az bir yön değiştirmesi (çizim 12.b) ile çizim 12,a'da 4. ve 5. çizgilerin eksi eğimli olmaları aynı durumu yansıtmaktadır. Sonuçta Çizim 12.b'de ya tay zaman eksenindeki 6. birimden önce de toplayıcı akımı sıfıra düşer.

il

yıcı, transistorun çalışmasında rol oynamamakta ve bu durumda transistorun kesime geçişi bir diyotunki ne benzemektedir, İşte bu toplayıcı taban diyotunun kesime geçmede taşıyıcı yoğunluk durumu çizim 13.a1 da kesikli çizgilerle gösterildiği gibidir. Bu çizgiler ya yıcı taban ekleminde sıfır eğimle sonlanmaktadırlar,

Anılan böylesi bir kesime geçiş, toplayıcıda bulunan yüksek dirençli bölge nedeniyle, oldukça yavaştır. Bundan öte yayıcının çalışma dışında bırakılması Ig ve Iç'nin eşit olmasını gerektirir ve kayıplar bu yavaş süreçte oldukça artar. Artan kayıplar (tekrarlanan ke sime geçişlerle) oluşan ısının da etkisiyle toplayıcı ta ban diyotundaki biriken yükü çoğaltır, bu da kayıpla rın artmasını hızlandırır. Böylece transistor kullanıla mayacak bir duruma gelebilir.

dUşUk dirençli

X 1 y

' XJX*

Çizim 12 : Doğru sürülen bir yüksek gerilim anahtar lama transistorunun kesime geçiş davranı şı, (a) kesime geçişte yük yoğunluğu, (b) kesime geçişte dalga biçimleri.

Bütün bu süreç boyunca n~ bölgesindeki çoğunluk ta şıyıcıları emilmekte ve böylece yüksek dirençli topla yıcı bölgesinin etkin kalınlığı artmaktadır, Şuana ka dar incelenen durum en az kayıpla kesime geçişe bir örnek olabilir.

Çizim 13'te ise çok kayıplı bir kesime geçiş durumu görülmektedir. Taban akımı çok hızlı azaltılmış ve bu da yayıcı akımın Çizim 13.b'de yatay zaman eksenin de 1. birimde sıfıra düşmesine neden olmuştur. Çizim 13.a'da 1. çizgi bu duruma denk düşmektedir. Çizim 13.b'de 1. zaman biriminden sonra görüldüğü gibi ya

çalışması

Çizim 13 : Yanlış sürme ile kesime geçiş, (a) yük yo ğunluğu, (b) kesime geçişte dalga biçim leri.

Bu arabölümdeki tartışmalardan şöyle bir sonuca va rılabilir: Kesime geçiş çevriminde transistor doğal ko şullarda çalıştırılmalı ve çoğunluk taşıyıcıların emil mesi sürecinde, yayıcı olanaklı olduğunca "devrede" bırakılmalıdır.

2.4. Transistörlerde Kınlım Olayı İki kutuplu (bipolar) transistörde özellikle ikincil kın lım olayı son 20 yıldır bu öğenin en çok dikkat çekici özelliklerinden biri olmuştur. Bu konuda çalışmalar sürmekte, ve tartışmaya açık birçok yönler bulun maktadır. Ancak çalışmalar gösteriyor ki, Güç anah

tarlama transistörlerini hızlandırma çabaları, bu öğe leri kınlıma karşı yeteneksizleştirmektedir (5). Bu gerçek, özellikle kendini endüktiv anahtarlama uy gulamalarında kuvvetli bir biçimde göstermektedir (6), Bu durumlarda öge ayıiı zaman aralığında hem yüksek akım, hem de yüksek gerilim bulunan bir yük çizgisini izlemekte ve bu bölgeden çok hızlı bir geçiş gerek mektedir. Transistörlerde ikincil kırılma olgusuna girmeden ön ce kınlım olayına genelinde değinmek yararlı olacak tır, 2,4,1, Transistörlerde Birincil Kınlım Transistorun kesimdeyken uçları arasındaki besleme gerilimine dayanabilme yeteneği çok önemlidir. Bir transistor ekleminin ön ya di birincil kınlıma uğrama sı tristör ve diyotlarda da olduğu gibi uygulanan geri limin sızma akımını yeterince arttırıp daha fazla taşı yıcı oluşmasına neden olacak kadar arttınlarak çığsal kınlıma neden olması biçimindedir. Bu durum öğeyi kendiliğinden bozmaz. Ancak akımın artmasına izin verilirse eklem bölgesinde yoğun güç harcanması ne deniyle eklem çalışamaz duruma gelir. Çizim 14,a'da bir transistorun toplayıcı taban ekleminin kırılma öz eğrisi görülmektedir. Yayıcı ucunun açık olduğu bu (BR) :ER V (t»

Çizim 14 : Diyot ve transistörlerde kınlım, (a) bir di yot ekleminde çığsal kınlım, (b) bir tran sistörde toplayıcı yayıcı kırılma gerilimle ri.

durumda toplayıcı taban kırılma gerilimi olarak tanımlanır.

Transistorun çalışmasında yayıcı da devrede olduğun dan transistorun dayanabileceği kırılma gerilimi bir di yotunkinden farklıdır. Bu durumda transistorun top layıcı akımı IQ taban akımı le'nin transistor akım ka zancı hp£ kadar yükseltilmişi olacaktır. Eğer taban ucunun açık bırakıldığı varsayılırsa, toplayıcı »yayıcı arasına uygulanan artı bir gerilimin çoğu ters kutupla mada olan toplayıcı taban ekleminde yoğunlaşıp bir sızma akımı ( I C B ) oluşturacaktır. Bu sızma akımı (ta ban ucu devrede olmadığından) ancak düz kutuplan mış taban yayıcı ekleminden akabilecektir. Ancak ti pik transistor çalışımı nedeniyle bu durum h p g x l p B büyüklüğünde bir toplayıcı akımına ve bu da sonuçta ikisinin toplamı olan (1 + hpç) Içg değerinde bir toplayıcı yayıcı sızma akımına neden olacaktır. (1 + hp£)'nin birden oldukça büyük olmasından dolayı ek lemin güç harcama sınırına, yukarıda anılan ve yalnız ca toplayıcı taban diyotu için geçerli olan kırılma ge riliminden daha düşük bir gerilimde varılacaktır. Bu durumda kırılma gerilimi V ( B R ) C E O biçiminde tanımlanır ve V(BR)CBQ'dan düşüktür. Toplayıcı ta ban kırılma geriliminin tümüne öğenin dayanabilmesi (toplayıcı yayıcı uçları arasında) için toplayıcı taban sızma akımının tümüyle sınırlanması gerekir. Bunun için taban yayıcı eklemi dayanabileceği kadar (genel likle 10 V) ters kutuplanabilir. Böylece sızma akımı için düşük empedanslı ve yeğleyeceği başka bir yol sağlanır. Bu durumda kırılma gerilimi V ( B R ) C E X bi çiminde tanımlanır. Bu iki değer arasında ise çeşitli diğer değerler taban yayıcı eklemine koşut bağlı di rençlerle elde edilebilir ve kırılma gerilimi bu durum 'c a ^(BR)CER biçiminde gösterilir. Çizim 14.b'de bir transistorun çeşitli kırılma özeğrileri gösterilmiştir. Çizim 14b 'den görülebileceği gibi eğer akım denet lenmezse toplayıcı yayıcı gerilimi tabanın durumun dan bağımsız olarak aynı gerilime ulaşma eğiliminde dir. Bu gerilim taban açık devre iken toplayıcı yayıcı ekleminin dayanabileceği gerilim (collector emitter sustaining voltage with the base open circuit) kısaca ^CEO(SUS) olarak tanımlanır. Bu parametre önemli dir, çünkü kesime geçişte transistor yük çizgisi bunu kesmezse (toplayıcı yayıcı gerilimi (Vç£o(SUS)'u a$" mazsa) birincil kınlım olamaz. Dolayısıyla Vç£o(SUS)' un altındaki değerlerde transistor çalışmasına güveni lebilir. Ancak transistoru örneğin kullanıldığı evirici sisteminden daha çok çıkış gerilimi alabilecek biçimde kullanmak için V ( B R ) C B O değerine en yakın biçim de çalıştırmak gerekebilir. Bu da uygun sürme devre lerinin tasarımıyla gerçekleşebilir. Birincil kırılma, transistoru bozmaz ancak daha önce değinildiği gibi eklemde aşırı güç harcaması sınırlan malıdır. Genellikle silisyum yarı iletkenlerin aşılma

ELEKTRtK MÜHENDİSLİĞİ 314

ması gereken sıcaklığı 200°C'dır ve güç sının bu sıcak lığın aşılmasını engelleyici biçimde konur. Darbe)i ça lışmada oluşan ısı eklemden daha kolay dışarı taşına bileceğinden güç harcama sınırı (darbe uzunluğuna bağlı olarak) yükseltilebilir: Gerilim ve güç harcama sınırlarıyla birlikte öğenin geçirebileceği en fazla akım (devamlı ve darbeli) sınırı da Çizim 15'te gösterilen Güvenilir Çalışma Alanı'nı (SOA SafeOperatingArea) belirler.

LOG l c I (max)~darb«ll

darbe genişliğinin artması

beslemeye ya da denetimin kaybolmasına yol açarak, çok sıcak bir nokta oluşturabilir (8), Yüksek toplayıcı yayıcı gerilimleri de bu durumun kararsızlığını hızlan dırır. Transistorun bu duruma dayanması bir yönüyle toplayıcı kalınlığına bağlıdır. İnce toplayıcılı bir tran sistor düz kutuplamada daha küçük bir Güvenilir Ça laşma Alanı'na (SOA) sahiptir.

llllllll

H n taban

'Bı t

—*

MIH H l l i l l l l l MİM!

T*

CEO(SUS) V( B R ) CE X

Çizim 15 : Transistörde güvenilir çalışma alanı SOA

Transistörlerin Güvenilir Çalışma Alanlarını sınırla yan ve uygulamada çok önemli olan bir diğer etken de İkincil Kınlım biçiminde adlandırılan olgudur.

2.4.2, Transistörlerde İkincil Kınlım Bir önceki alt bölümde transistorun düz, düşünsel ek lem bölgeleri olduğu varsayılmıştır. Ancak gerçekte eklem "mükemmel" değildir ve bu durum aşağıda kı saca üç biçimde incelenen ikincil kınlımla yakından ilgilidir.

2.4.2.1. Düz Kutuplanmış Taban Yayıcı (lcX),VCE<V(BR)CEo)

Bu durum transistörlerin yapıldığı yonga (chip) yüze yinde oluşan elektriksel dengesizliğin neden olduğu ısısal kararsızlıklarla ilgilidir. Bu elektriksel dengesizlik taban yayıcı ekleminde kimi bölgelerin diğerlerine gö re daha çok düz kutuplanmasına neden olur. Bu ise top layıcı akımının böylesi bölgelerden geçmeyi yeğleyen yeni bir dağılımıyla sonuçlanır. Ancak akımın böylesi bölgelere yoğunlaşması bu bölgelerde kendini ısı biçi minde gösteren güç kayıplarının çoğalmasına neden olur. Böylece taban yayıcı gerilimi düşer. Çizim 16'da yukarıda anılan ve toplayıcı akımının yeğlediği ve yoğunlaştığı bölgeler gösterilmiştir (7), Akımın yeğlediği bölgelere yoğunlaşmış, bir artı geri

toplayıcı j—

ıy

yoğunlaştığı bölgeler

Çizim 16 : Düz kutuplamada akım yoğunlaşması 2.4.2.2. Ters Kutuplanmış Taban Yayıcı

Bu endüktiv anahtarlama uygulamalarında en sık hata ya yol açan bir durumdur. Olağan durumlarda öğeye verilen ters taban akımı kesime geçişi hızlandırmak için yüksek tutulur.

Çizim 17'de gösterildiği gibi ters taban kutuplaması ile tabanda oluşan gerilim düşümü, yön çevirme eğili mi izleyerek, taban yayıcı ekleminin merkezine doğ ru daha artı bir değer olacaktır. Böylece öğenin kesi me geçme sürecinde toplayıcı akım merkeze doğru yoğunlaşacak ve tümüyle kesime geçişten hemen ön ce merkezde akım birden yükselecektir.

İşte bu durumda eğer toplayıcı devresine bağlı yük, akımı VQ:'nin yükselişine kadar sabit tutma eğilimi n deyse (ki bu endüktiv bir yükün tipik özelliğidir) kırıl ma olayı başlayabilir.

Basitçe bir anlatımla transistörde çığsal çoğalma (Avalanche Multiplication) toplayıcı içinde bir bölge de elektrik alanının kritik bir değeri aşması ve topla yıcı içinde varolan taşıyıcıların bu oluşan yüksek alan nedeniyle ek enerji kazanmaları ve bu enerjiyle topla yıcıda bulunan sabit taşıyıcıları yerlerinden kopartma ları ve gezgin bir yük yoğunluğunun oluşması bici

minde tanımlanabilir (9,10). Böylece toplayıcı içinde çok küçük ancak çok iletken (akkor bir lambadakine benzeyen) bir filamen oluşur. Dışardan bakıldığında toplayıcı yayıcı gerilimi ( V ^ E ) önce önemli ölçüde düşer ve filamen yakınlarında oluşan ısının da etkisiy le ansızın tümüyle kaybolur.

'B2

Î

IIIMI III ıııııııı TITI—TTTIII

_\

n yayıcı

p

V_

n top) ay K I

•c

y of lunl«t ı«ı bölge

Çizim 17 : Ters kutuplamada akım yoğunlaşması

Yukarıda anılan elektrik alanının kritik değeri aşması yalnız toplayıcı yayıcı gerilimine değil aynı zamanda tabanın ters kutuplamalı sürülüşüne de bağlıdır. Daha önce tartışılan toplayıcı kalınlığının arttırılması tran sistoru kesime sokmada daha yüksek birters kutupla ma süriişünü kolaylaştırır.

2.4.2.3. Çığsal Kınlım

Bu durum yukarıda anılan çığsal çoğalma olgusunun sonucudur. Ancak aradaki fark elektrik alanının yük selmesine öğenin uçları arasında uygulanan yüksek besleme geriliminin neden olmasıdır. Bu da besleme geriliminin V(BR)CEX e Ç°k yak'" olmasını gerektirir.

2.4.3. İkincil Kınlımın Transistor Çalışmasına Etkisi

Yukarıda değinilen ikincil kınlım olayının transisto run hızlı anahtarlanabilme yeteneğini sınırladığı açık tır. İkincil kırılma transistorun Güvenilir ÇJışma Ala nına Çizim 18'de gösterildiği gibi ek sınır getirir.

Çizim 19'da transistorun değişik yükler için izleyece ği akım ve gerilim özeğrileri görülmektedir. Reaktif yüklerde sınır değerler ve Güvenilir Çalışma Alanı ise Çizim 20'de birlikte gösterilmiştir. Bu çizimde 1. yük çizgisi A devresindeki transistorun kesime ve B devre sindeki transistorun de iletime geçişte izleyecekleri

yolu göstermektedir, II. yük çizgisi ise A devresindeki transistorun iletime, B devresindeki transistorun de kesime geçerken izleyecekleri yolu göstermektedir. Buradan düşünsel yükün transistor iletime geçenken endüktiv, kesime geçerken isesığal (capacitive) görün mesi gerektiği söylenebilir (11). Yükte direnç artması da yük çizgisini Güvenilir Çalışma Alanının içine çe ker.

Sonuçta transistorun izleyeceği yük çizgisini Güvenilir Çalışma Alanının içine çekmek ve ikincil kınlımı önle mek için transistor üretim teknolojisinin geliştirilmesi yanı sıra transistorun doğru tasarımlanmış ek koruyu cu devrelerle (12) birlikte kullanılması gerekmektedir.

CEO(SUS) VBR(ÇE X >

Çizim 18 : Transistörde güvenilir çalışma alanı SOA (ikincil kınlım sınırlamasıyla birlikte)

c paraM »ıflaç bafltı «nttUctif yük

\ dlronc y

nduklif yak 1 a.battırılmamıt

|t).<t»yotia battınim

CC CEO(SUS)

VCEO

Çizim 19 : Kesime geçişte izlenen bazı yük çizgileri

Çizim 20 : Tepkin yükler için yük çizgileri

•2 24

ELEKTRIK MÜHENDISLIĞI 314

3. GÜÇ TRANSİSTÖRLERİ ve DARLINGTON ÖĞELER

Kimi a nah tarlama özelliklerine bir önceki bölümde de ğindiğimiz güç transistörleri yüksek güç uygulamala rında önem kazanmaktadır. Hızlı ve az kayıplı öğeler geliştirilmekte ve bunlar uygulamada tristörlere yakın ve hatta ötesinde bir başarıya ulaşabilmektedir. Ayrı ca bu elemanlar ters taban kutuplamasıyla kolayca ke sime sokulabilmekte ve tristörlerin gereksindiği pahalı söndürme (komütasyon) devrelerini de gereksiz kıl maktadır.

Son 10 yılda yüksek gerilimde çalışan transistörlerin anahtarlanma dinamiğinin anlaşılmasında önemli ge lişmeler olmuştur.

Daha önceki bölümde belirtildiği gibi transistorun ke sime geçiş çevriminin başında, yani daha toplayıcı akımının düşmeye başlamasından önce ve toplayıcı geriliminin yükselmeye başlaması sürecinde, anahtar lama kayıpları oluşur. % 10 90 biçiminde gelişigüzel tanımlanan düşme zamanını içermeyen bu gerilim yükselme süreci bu öğelerin özgün bir özelliğidir ve öğenin yarı doyum (quasi saturation) bölgesinden ge çiş zamanını gösterir. Anahtarlama kayıpları daha az bir düzeyde de olsa düşme zamanında da oluşur.

Kesime girişin başında, anılan yarı doyum bölgesinin yavaş bir hızla geçilişi akım iletiminin yayıcının orta sına doğru yoğunlaşmasının bir sonucudur. Bu neden le ters taban kutuplamayla amaçlanan azınlık taşıyıcı larının bir an önce bölgeden uzaklaştırılması (emilme si) olayı verimsizleşir. Çünkü akım iletiminin yoğun laştığı nokta ile taban ucu arasında bulunan "seri" di renç artar. İşte anılan bu durum bölgede bulunan ta şıyıcıların daha yavaş "emilmesini" getirmekte ve so nuçta öğenin yarı doyum bölgesindeki geçiş zamanı nı uzatmaktadır.

General Electric Firması bu sorunu İki basamaklı ya yıcı yapıyı geliştirerek önemli ölçüde çözmüştür. Bu yapı transistörde kesime geçerken merkezde yoğunla şan akım iletimini durdurmakta ve akım geçişini taşı yıcıların kolayca dışarı "emileceği" bölgelere zorla maktadır. Böylece kesim zamanı ve sonuçta anahtar lama kayıpları azalmaktadır. Büyük yarı doyum böl gelerinin bulunduğu daha yüksek güçte çalışan tran sistörlerde daha iyi sonuçlar alınacağı umulmaktadır.

Çift katlı (Epitaxial) toplayıcı yapıları bulunan (Bö lüm 2.3.'de değinilen ve n", n+ gibi çift bölgeli olan) güç transistörleri ve Darlington öğeler ters taban ku tuplamasıyla kesime girerken RBSOA'yı (ters kutup lamada güvenilir çalışma alanı) büyüterek önemli bir gelişme göstermişlerdir. Geleneksel olarak RBSOA özellikleri toplayıcı kalınlığı büyütülerek geliştirilmiş

tir. Ancak çalışmalar ve araştırmalar şunu göstermiş tir: Anahtarlama kayıpları toplayıcı kalınlığına oranla daha fazla artmaktadır. Bu olağandır. Çünkü belirli bir toplayıcı akımında (\Q) ve belirli bir toplayıcı ya yıcı doyum geriliminde ( V C E ( S A T ) ) kalın bir toplayı cıya sahip transistor daha fazla taşıyıcı bulunduracak ve sonuçta önceden anıldığı gibi öge kesime geçerken kayıpları artacaktır.

Bu nedenlerden dolayı anahtarlama kayıpları ile RBSOA özellikleri arasında bir en iyiyi (optimumu) seçme durumu vardır. Ancak bu "eh i y i " son zaman larda Derecelendirilmiş Çift katlı (Graded Epitaxial) toplayıcı yapılı öğelerin geliştirilmesiyle oldukça esnekleşmiştir. Anılan toplayıcı daha önce de değinilen iki basamaklı yayıcı yapıyla birleştirilmesi çalışmalarının sonucun da V ( B R ) Ç E 0 özelliği (450 500) Volt'u aşan ve kare dalga biçimli RBSOA'ya sahip olan, ayrıca istenen düşme zamanı 15 A Güç Transistörlerinde 100 nano saniyenin, ve 100 A Darlington'larda ise (300 400) nano saniyenin altında olan öğeler 3 4 yıl önce elek tronik dünyasına girmişler. Yaygın kullanılmalarının yanı sıra birçok özellikleri de hergün daha iyiye doğru geliştirilmektedir.

Tektaş (Monolitic) Darlington Transistörlerin endük tiv yüklerle çalışırken kesime geçişte ani gerilim yük selişine özellikle dikkat edilmelidir. Oluşan yüksek dV (birim zamanda gerilim değişmesi) bu öğenin oldukça büyük sayılabilecek "Miller Sığası" ile birlik te bir akım ( i 5 B C X yr) oluşturabilir, öte yandan Darlingtonlara zaten özgün olan yüksek kazanç, olu şan bu akımı öğeyi iletime sokabilecek bir düzeye yükseltebilir. Bu durum yalnızca öğenin kesime geçi şini uzatarak bunu zorlaştırmaz, aynı zamanda ve ço ğunlukla öğenin bozulmasına neden olur. Darlington' larda sürücü ve çıkış transistörlerinin yayıcı taban ek lemlerine "içerden" kısa devreler yerleştirilmesi bu sorunları en aza indirmek içindir, özel dirençler oluş turulması yöntemiyle yapılan bu işlemde bir evirici devresinde oluşabilecek ters gerilimlere karşı Darling ton'u korumak için çıkış transistörüne ters koşut bağlı bir diyot ta eklenmektedir.

Anahtarlama hızının düşük olduğu kimi motor sürme uygulamalarında bu diyot serbest geçiş (akıma ters yönde geçme olanağını ve motordaki direntili gücün kaynağa geri beslemesini sağlama, (frevvheeling) işle vini görür. Darbe Genişliği Bindirimli (PWM) ve sıklı ğın (10 12) kHz dolaylarında olduğu durumlarda ise Darlington'a hızlı bir anahtarlama diyodunun "dışar dan" ters koşut bağlanması daha uygundur. Bu du rumda iki diyot (iç ve dış) akımı koşut taşırlar. An

cak yük akımının büyük ve bunun da önemli bir bölü münün dış diyot tarafından taşınması durumunda iç diyotun Darlington'u koruma özelliğini kaybetmesi ve öğenin tehlikeye girme durumu oluşabilir. Bu ne denle kimi üreticiler bu iç diyotu yapmaktan vazgeç mişlerdir ve Darlington'la birlikte yalnız bir dış diyo tun kullanılmasını önermektedirler.

Varolan Darlington öğeler incelenirse bunlar kabaca 3 çalışma gerilimine göre sınıflandırılabilir; 1. V c g <

120 V, 2. V C E >(450 500)V, 3. VCEO < 1 O O O V > 120 V tiplerin 1200 A'i aşan çeşitleri olmakta ve ge nellikle Povver Tech. firmasınca üretilmektedirler. Bunlar basit üretim yöntemleriyle yapılmakta, hızları nın düşük olmasına karşın, çok güvenilir çalışabilmek tedirler. Genellikle Akü/Batarya beslemeli Evirici Kı yıcı sistemlerinde yoğun kullanılmaktadırlar.

İkinci tür öğeler ise (450 500)V ve (10 150)A özellik lerinde olmaktadır. Toplayıcı akımının (İp) 50 A'den büyük olduğu öğeler gemilikle Fuji, GE, Power Tech., Toshiba ve son zamanlarda artan ölçüde MOTORÇLA kaynaklıdır. Bu elemanlar genellikle Motor sürme uy gulamalarını hedeflemektedir. Üçüncü tür öğelere ise Fuji'nin ürettiği 1000 V 50 A Darlington Güç Tran sistörleri örnek verilebilir.

1000 V.'ta ve Darbe Genişlik Bindirme (PVVM) yönte miyle çalışabilen Transistor Darlington öğeler halen geliştirilme sürecindedir. Ancak Yonga alanının sınırlı lığı nedeniyle Bipolar transistörlerin 1000 V'luk uy gulamalarda 100 hp'lik (horse power: 735 W) güçleri aşabilmesi eldeki tekniklerle olanaksız görülmektedir. Ayrıca Bipolor Güç Transistörleri ile Güç MOSFET' lerinin işlevsel tümleştirilmesi çabalarının da yoğun luk kazandığını belirtmekte yarar var.

4. BİPOLAR TRANSİSTOR ve GÜÇ MOSFET

Güç MOSFET'lere ilgi Bipolar Transistörlerin kullanıl dığı birçok uygulamalarda ona karşı üstünlüklerinden kaynaklanmaktadır.

Bipolar transistörde çalışma durumunda akım elek tron ve deliklerle taşınmaktadır (Bu iki çeşit taşıyıcı yani elektron ( ) ve delik ( + ) transistöre, bipolar çift kutupsal, denmesinin nedenidir). Bu iki tip taşıyıcı transistorun üretildiği kristal yapının içinde bulun dukları konuma göre ya çoğunluk taşıyıcıları ya da azınlık taşıyıcıları olarak adlandırılır. Örneğin npn tü rü bir transistörde toplayıcıda elektron yoğunluğunun fazla olması (aynı biçimde yayıcıda da elektron yo ğunluğu delik yoğunluğundan fazladır) nedeniyle bu iki bölgede (toplayıcı ve yayıcı) elektronlar çoğunluk taşıyıcıları, delikler ise aynı bölgelerde azınlık taşıyı cılarıdır. Aynı düşünceyle p tipi katkılanmış tabanda deliklerin çoğunluk ve bu bölgedeki elektronların da

azınlık taşıyıcıları olduğu söylenebilir.

Bir npn transistor iletimdeyken taban bölgesinde bir elektron "birikimi" (azınlık taşıyıcı) bulunmakta ve bu azınlık taşıyıcılar taban bölgesinden dışarı "emil medikçe" transistor kesime sokulamamaktadır. Buna karşın alan Etkili Transistor FET'te (Field Effect Transistor) tek tür taşıyıcı bulunmaktadır. (Bu neden le FET bir unipolar tek kutupsal öğedir). Bu tek tür, üretim tekniğine göre, elektron ya da delik olabilir. İşte çalışma durumunda transistörlerdeki azınlık taşı yıcı varlığı ve bunun "emilmeden" öğenin kesime zor lanamaması durumu FET'te yoktur ve bu nedenle FET'in yüksek anahtarlama hızlarına erişmesi olanak lıdır. 4.1. JFET ve MOSFET

FET'ler (13) genellikle ikiye ayrılabilir; JFET (Junc tion FET) ve MOSFET (Metal Oxide Semiconductor FET) ikisi de aynı ilkeye göre çalışır; Akımı elektrik sel alanla denetleme. Aralarındaki fark ise denetleme bölümlerinin yapısıyla ilgilidir. Bu yapı farklılığına bi raz ayrıntılı değinmek yararlı olacaktır. 4.1.1 JFET Eklemli Alan Etkili Transistor

Ana olarak JFET n türü bir silisyum kristalidir. Bu durumuyla bildiğimiz bir dirençtir. Elektron yoğun luğunun yani n'nin değişmesiyle direnci değiştirilebi lir. Çizim 21.a'da böyle bir kristal görülmektedir. Kristalin bir ucu kaynak diğer ucu akaç olarak adlan dırılır. Kristalin Çizim 21 .b'de görüldüğü gibi p türü bir maddeyle katkılanması sonucu 1. ve 2. Kapı elde edilir.

P ve n bölgeleri ters kutuplanırsa, transistörlere ben zer biçimde, akım taşıyıcılarının çok azaldığı boşaltıl mış (depleted) bir bölge oluşur. Çizim 21,c'de görüle bileceği gibi n bölgesinde bulunan elektronların kapı bölgesine yakın olanları kapıya uygulanan eksi gerilim nedeniyle uzağa itilirler ve bulundukları yeri terkeder ler, benzer biçimde kapı bölgesinde bulunan ve ekle me yakın deliklerde n bölgesindeki artı gerilimce bu lundukları yeri terketmeye zorlanırlar. Böylece ekle min her iki yanındaki bölgelerden akım taşıyıcıları boşaltılmış olur ve akımın bu boşaltılmış bölgeden geçişi zorlaşır.

öte yandan dikkati çeken çok önemli yeni bir du rum ortaya çıkmıştır. Çizim 21.c'den görülebileceği gibi (yatay taralı olan) kaynak ve akaç arasında iki ka pının etkisiyle bir oluk oluşmuştur. Akım da, kaynak ve akaç arasında yalnız buradan geçebilecektir. Kapı nın gerilimi arttırıldığında (yayıcıya göre eksi) bu oluk daralacak ve akımın geçişi zorlaşacaktır. JFET' in akım, gerilim özeğrileri Çizim 21.d'de gösterilmiş tir. Dikkat edilirse olağan durumda (VÇJS = 0, yani kapı gerilimi sıfır iken) JFET tümüyle iletimdedir.

o— boşaltılmış bölge

l.kapı 2 .kapı

oksit, SIO2

oluk

akaç akımı

kapı akaç gerilimi VGS = 0

V G S = ıv

V G S = 2V

"DS akaç kaynak gerilimi

Çizim 21 : JFET ve özellikleri

Lllu i ±_

L,

+ + t ^+ i

Metal Oksit mil

] s

4.1.2. MOSFET Metal Oksitli Y arı İletken Alan Etkili Transistor

DS

Çizim 22 : MOSFET ve özellikleri

JFET'e çok benzeyen MOSFET'in yapımına yüksek dirençli bir p türü silisyum kristaliyle başlanıldığı var sayıhrsa (Çizim 22.a) iki ayrı küçük dirençli n türü katkılama sonucu Çizim 22.b'de görülen kaynak (source) ve akaç (drain) bölgeleri elde edilir.

Çizim 22.c ve Çizim 22.d kristal yüzeyinin ince bir oksit tabakasıyla kaplanıp gerekli bağlantıların yapıl ması sonucu oluşan kaynak, kapı ve akaç konumlarını göstermektedir.

Kapıda gerilim yokken p türü bölge kaynak ve akaç arasına verilecek gerilimin akım geçirmesine engel ola caktır. Bu durum ters bağlı ikidiyot gibi düşünülebilir.

İlk bakışta oluk gibi bir dururr. görülmüyor» da bu yapıda oluk iki n tipi bölgenin (kaynak ve akaç) ara sındadır. Ayrıca oluk oksit tabakası ve kapının metal alanı birlikte bir sığa oluşturrr aktadırlar. Çizim 22.e' de gösterildiği gibi kapıya artı gerilim uygulandığında durum daha açık görülmektedir. Dikkat edilirse iki n türü bölgenin (kaynak ve akaç) arasında elektronların bulunduğu (dolayısıyla akımın rahatça geçebileceği) bir oluk oluşmuştur. Eskiden p özelliğini gösteren bu bölge şimdi sanki n özelliğine bürünmüştür. Bu davra nış yani oluk oluşumunu varkılan neden elektriksel alan, "endükleme" olmuştur.

Bir önceki alt başlıkta JFET'te oluk, taşıyıcıların bir bölgeyi boşaltmaları (depletion) sonucu oluşmuşken, MOSFET'te oluk (bölgede başlangıçta taşıyıcı yok ken) elektrik alanının bölgedeki taşıyıcıları çoğaltma sı (enhancement) sonucu oluşmuştur. Bu tür bir MOS FET'in akım, gerilim özeğrileri Çizim 22.fde görül mektedir. Normal durumda ( V ç s = 0 ) MOSFET ke simdedir.

Yukarıda anlatılanlardan MOSFET'lerin yalnızca taşı yıcı çoğaltan türde yapılabileceği sonucu çıkarılma malıdır. Taşıyıcı boşaltan türde MOSFET'lerde yapı labilmekte, böyle MOSFET'lerin akım geril im özeğri leri Çizim 21.d ve Çizim 22.fde gösterilen eğrilerin toplamı biçiminde ( V Q S ^=OV ve V ^ s 2*OV) olmak tadır.

4.2. GÜÇ MOSFET

Elektronikte Güç ve Sıklık "iki doğal düşman" olarak nitelenebilir. Gerçekten Çizim 23'te yapıldığı gibi anahtarlama hızı, dikey ve güç yeteneği de yatay ek sen alındığında bu durum daha iyi görülmektedir. An cak SIKLIK GÜÇ eksenlerinde yeni bir öge, GÜÇ MOSFET'i, bu düşmanlığı bir ölçüde uzlaştırabilecek görünmektedir. Bu öge önceki teknolojilerin en iyi yönlerini ve günümüz MOS üretim tekniklerini birleş tirerek yepyeni bir tasarıma ulaşmış ve bir çok uygu lamada kendisinden önceki öğelerden daha olumlu so nuçlar vermiştir.

Yüksek gerilimde çalışabilen bu öğelerin yapımında iki tür GÜÇ MOSFET yapısı kullanılmaktadır. Önceki bölümde anlatılan yapının geliştirilmesiyle VMOS (Vertical MOS Dikey MOS) ve kapı elektrodunun al tında aynı pencereden p ve n türü çift (Double) kat kılama yöntemiyle de DMOS yapıları elde edilmiştir.

İlk yüksek gerilimde çalışabilen MOSFET'ler 1978 yı lında General Electric Araştırma ve Geliştirme Merke zinde VMOS yapısı kullanılarak yapılmıştı. Bunların kırılma gerilimleri 600 V'u aşıyordu. Aynı yaklaşımı benimseyen Siliconix ve Supertex'te çok geçmeden 450 V., 16 A özellikleri olan öğeler ürettiler.

Düzlemsel olmayan silisyum dilim (VVafer) yüzeyinin neden olduğu karmaşık süreçler ve kristalin kimi böl gelerinden çok yüksek elektrik alanlarının bulunması birçok üreticiyi, geniş alanlı yüksek güç öğeleri yapı mında, DMOS yapısını yeğlemeye zorladı. Böylece 500 V., 30 A, özelliklerinde yeni transistörler ortaya çıktı. Kırılma gerilimi (400 500)V. olan bu öğelere International Rectifier'in geliştirdiği HEXFET, Moto rola'nın geliştirdiği TMOSFET vePhilips'in geliştirdi ği SIPMOS transistörleri örnek gösterilebilir. Ayrıca, INTERSİL'de 3 4 yıl önce kırılma gerilimi 450 V., akımı da 30 A. olan bir diziyi üretmeye başlayacağını açıklamıştı.

Çi/inı 23 : Yarı iletken güç öğelerin sıklık ve güç yeteneği özellikleri

4.2.1. DMOS GÜÇ MOSFET Bir dikey DMOS FET'in yapısı basitçe (Çizim 24) gösterilmiştir. Görüldüğü gibi akım yüzeye yakın ya tay olarak değil, öğenin içinde dikey olarak akmakta dır. Böylece akaç (drain) akımı gövdede toplanmakta, öğenin yüzeyinde akaç ucu bulunması gereksiz kılına rak yonga üzerindeki etkin kapı alanı iki katına çıka rılmaktadır. Dikey DMOSFET'te akaç akımı, düzlem sel MOSFET'teki gibi, kapı ucuna uygulanan gerilimle denetlenmektedir. Kapıya uygulanan artı gerilim p

katkılı bölgenin oksit tabakasının hemen altında bulu nan kısımlarında iletken bir oluk oluşmakta ve bu olukta da denetlenebilen bir akımın FET'in akaç böl gesinden kaynak bölgesine iletimini sağlamaktadır. Gerçekte bir dikey DMOS Güç FET'i Çizim 24.a'da gösterilen bir birim gibi binlercesinin bir silisyum yon gada paralellenmesinden oluşmaktadır.

Çizim 24.b'de bir Hewlett Packard DMOS Güç MOS

FET'inin (14) (HPVVR.65O1, V D S ; 450 V., I D ; 12 A.,

G S + . D ) " P ^ t Ç ' V

: 40 v

P : 90 W T 0 3

kesiti ve

zim

24.c'de ise koşut bağlanmış birçok birimden birinin ay

rıntılı kesiti görülmektedir. Çizim 24,b'nin sol tarafın

da bulunan kapı bölgeleri polikristal silisyumdan ya

pılmış ve Çizimde gösterilmeyen ince metal şeritlerle

birbirlerine bağlanmıştır. Ayrıca kapı bölgeleri proge

nik SiO2 tabakası ile alt taraftan yalıtılmış, üstten ise eşit gerilimini kararsız kılan ve akaç sızma akımını

arttıran Na+ kirlenmesine karşı silisyum Nitrat (Si3N4) tabakasının oluşturulmasından sonra yine kaynak me

talinden yalıtım amacıyla prolitik SiO2 tabakasıyla kaplanmışlardır. Böylece kapı bölgeleri iki oksit taba

kası arasında bir sandviç görünümünü almaktadır. Çi

zim 24.b'de görüleceği üzere oluk n* katkılı gövde

üzerinde oluşturulmuş n" katkılı çift katlı (epitaxial)

bir tabakadır. Gövdenin alt yüzeyi ise elektrik bağlan

tısı için metalle (Ti Ag) kaplanmıştır.

Oge iletimdeyken akım önce kanal bölgesinde ya tay daha sonra da çift katlı bölgede dikey akmaktadır.

Yüzeye yakın bölgelerde ve yüzeyde büyük elektrik alanları oluşması nedeniyle Çizim 24.b'de sağ tarafta bulunan ve öğenin kınlıma gitmesini önleyen koruyu cu yüzükler bulunmakta ve bunlar gerilim bölücü ola rak işgörerek ana pn eklemine düşecek gerilimi dağıt maktadır.

Kapı

CGD

1• | I

akaç î

°

cc

)•

kayna h

^ . 9m[v

V (n)]

(

ıetal oluk ucu (a)

ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 314.

Çizim 24 :Güç MOSFET'in yapısı ve çalışması, (a) güç MOSFET'in basit bir kesiti, (b) HPVVR 6501 DMOS Güç MOSFET1 inin kesiti (T 03), (c) DMOS Güç MOS FET'ini oluşturan bir birim (d) güç MOS FET'in basit bir eşdeğer devresi.

4.2.2. DMOS Güç MOSFETin Çalışması Çizim 24.c'de, Çizim 24.b'de görünen yapının barın dırdığı birçok koşut birimlerden yalnızca birisi gös terilmiştir. Dikey yapılandırma sonucu kapı bölgesi altında iki kanal oluşmaktadır (sol ve sağda bulunan iki p katkılı bölgelerin kapı düzleminin hemen altında bulunan kısımlarında). Normal çalışmada akaç kay nak gerilimi artıdır. Bu durumda akaç kaynak pn diyotu ters kutuplandığından çok küçük bir sızma akımı geçirir. Ancak kapıya artı bir gerilim uygulan dığında kapının hemen altındaki p katkılı bölgeler de birer oluk oluşur ve çizim 24.c'den görülebileceği üzere kaynaktaki elektronlar oluk aracılığı ile kolayca akaç bölgesine geçerler. Çizim 24,c'de yalnızca sol oluktan geçen elektronlar gösterilmiştir. Çizim 24.d' de ise Güç MOSFET'inin basit bir eşdeğer devresi gö rülmektedir.

42.3. Güç MOSFET'in özellikleri

MOSFET'in Unipolar bir öge olması nedeniyle akım öğenin içinde çoğunluk taşıyıcılarınca iletilir. Bu ne denle Bipolar transistörlere özgün zaman gecikmeleri MOSFET'lerde çok kısalır. Anahtarlamanın daha hızlı yapılabilmesini sağlayan bu durum sonucu kayıplar da azdır.

MOSFET'te kapı bir metal oksit tabakayla diğer bö lümlerden yalıtıldığından kapının anahtarlama zaman larında, Bipolar transistöre kıyasla, çok az bir güçle sürülmesi yeterli olmakta, iki anahtarlama arasında sü rekli sürülme gereksinimi ise en aza inmektedir. Yalı tılmış bu kapı yapısı (Miller etkisiyle daha da büyü yen) bir kapı kaynak sığası oluşturur. Öğenin hızlı çalışması için bu sığanın doldurulması ve boşaltılması birdenbire olmalıdır. Bu gereksinime karşın MOSFET sürme devreleri Bipolar transistöre göre daha basit, ve rimli ve güvenilirdir. Bunun nedenleri şöyle sıralanabi lir; MOSFET temelde gerilim denetimli, Bipolar tran sistor ise akım denetimlidir. Bipolar transistörde bü yük sürme gücü gereklidir ve bu verimi düşürür. MOS FET'te ise sürekli sürme yoktur, anahtarlama zama nında kapı sığasını doldurmak ve boşaltmak için çok az bir güç harcanır. Güç MOSFET'in diğer bir üstünlü ğü akaç akımının eksi ısı katsayısına sahip olmasıdır. Yani ısı arttıkça akım azalmaktadır, Bipolar transis törde ise toplayıcı akımı "artı ısı katsayılıdır" ve ısı arttıkça akım büyür. Akımın artması ise ısının daha çok yükselmesine neden olduğundan öğenin ısıl kayma (thermal runaway) durumuna girip bozulması tehlikesi vardır. Çoğunluk taşıyıcıları ile çalışmada ise ısı katsayısı artı olamaz ve bu nedenle MOSFET'te bu tehlike yoktur. Ayrıca eksi ısı katsayısı nedeniyle olağan çalışma sıcaklığında akım yoğunlaşması ve

bölgesel sıcak noktalar (Bölüm 2.4'e bakınız) oluşmaz. Dolayısıyla Bipolar transistördeki kınlım olayı ve di ğer istenmeyen durumlar MOSFET'te etkisizdir. Aynı nedenle Bipolar Transistörlerde yaygın kullanılan ve güç kaybına neden olan ek koruma devreleri de (snub ber netvvorks) FET'ler için gereksizdir.

Güç MOSFET'leri birlikte kullanıldıklarında akımı eşitçe paylaşabildiklerinden kolayca ve verimli bir bi çimde koşut bağlanabilir. FET'in iletimdeki direncinin (on resistance) artı isi katsayılı olması, sürekli çalışma durumunda akım paylaşılmasını kolaylaştırır. Anah tarlama zamanlarında geçici akım paylaşılmasını ise kaynak ucu bağlantılarının çok küçük ve yaklaşık eşit olan direntileri sağlar. Bipolar transistörlerin koşut bağlanmasında ise akımı eşitçe paylaşma sorunları, toplayıcı akımının artı ısı katsayılı olması ve iletimde ^CE(SAT) geriliminde toplayıcı akımına bağımlılığı nedeniyle, ancak özdeş değişkenli transistörlerin kul lanılması ve akım paylaşımını zorlayacak ek devrelerle çözülebilir.

Güç MOSFET'lerin üstünlüklerinden biri de Bipolar transistörlere kıyasla Güvenilir Çalışma Alanlarının (SOA) daha büyük olmasıdır.

Yukarıda çeşitli üstünlükleri sıralanan Güç MOSFET' in düşük sıklıkta önemli bir zayıflığı vardır. FET'lerde akımın kaynaktan akaca bir oluk bölgesinden geçerek ulaştığı belirtilmişti. Bu oluk bölgesinin belli bir di renci vardır, Bipolar transistörde taban bölgesi azınlık taşıyıcılarla doyurularak bu bölgenin direnci azaltıl makta ve akımın geçişi böylece kolaylaşmaktadır. FET'te ise akımın iletildiği oluk bölgesinde tek tür ta şıyıcı bulunmakta, bu da oluk bölgesi direncinin belli bir düzeyin altında çekilmesini olanaksızlaştırmakta dır. Bu nedenle MOSFET'in tam iletim durumunda direnci aynı koşullarda çalışan Bipolar transistörün kinden 3 4 kez büyüktür. Bu ise Güç MOSFET'in anahtarlama zamanları dışında iletimde olduğu sürekli çalışma durumlarında güç kayıplarını arttırır.

Toplam kayıpların bir öğesi olan sürekli çalışma duru mundaki kayıplar sıklık arttıkça toplam kayıpların ikinci öğesi olan anahtarlama kayıplarının göreli az artması nedeniyle, Bipolar transistöre kıyasla, Güç MOSFET'in toplam kayıpları belli bir sıklıktan sonra azalmakta ve onu çekici kılmaktadır. Bipolar transis törde ise göreli az olan sürekli durum kayıplarına sık lık yükseldikçe oldukça büyüyen anahtarlama kayıp ları eklenmekte, bu ise onu verimsiz bir anahtar yap maktadır.

Yukarıda çalışma ilkelerine, yapısına ve özelliklerine kısaca değinilen Güç MOSFET'inin 6 yıllık bir ticari özgeçmi.şi vardır. Buna karşın özellikle yüksek sıklık ta verimli çalışmakta ve günümüzde güç yetenekleri

de hızlı bir biçimde gelişmektedir. Genel eğilime ba kılırsa Güç MOSFET'inin birçok yüksek sıklık uygula malarında Bipolar Güç Transistorun yerini alacağı ra hatlıkla söylenebilir.

Güç MOSFET'i, Tümleşik devre üretim yöntemleri nin başarıyla uygulanabildiği ilk yarı iletken güç ele manıdır. Bu ileri teknoloji aracılığıyla FET davranırı öngörülebilir. Ayrıca üretim sürecinden çıkan FET'ler tutarlı kazanç ve anahtarlama hızlarına sahiptir. Ön görülebilen davranış ve tutarlı güvenilir değişkenler FET'in Bipolar transistöre yeğlenmesinin başlıca iki nedenidir.

Tümleşik Devre üretim yöntemlerinin Güç MOSFET'e başarıyla uygulanması Tümleşik Devre ya da Güç Öğesi üretim deneyimi olan çeşitli firmalara yeni ola naklar sunmaktadır. Şöyle ki MOS IC üretim deneyi mi olan firmaları yüksek akım yoğunluğunda çalışabi len ve öğenin uçları arasındaki yüksek gerilime da yanabilecek tasarımlar geliştirme, buna karşın şimdi ye dek bu sorunları Bipolar öğelerle (Güç Transistoru, Güç Tristörügibi) çok iyi çözebilen üreticileri de ben zer sorunları günümüze dek geliştirilegelen paket tek nolojisine uyumlu MOS süreçleriyle çözme sorunları beklemektedir. 4.3 J FET'İN GELECEĞİ

Bölüm 4.1,1 .'de değinilen J FET'ler de Güç Elektroni ği uygulamalarında kullanma amacıyla özel yapılarda geliştirilmektedirler. VC JFET (Vertical Channel JFET) yani Dikey oluklu JFET bunlardan birisidir. Bu öge MOSFET gibi (unipolar) çalışmakta ve yük sek sıklıklara çıkabilmektedir. Bu öğelerin yapımında, yüksek güç yetenekli büyük öge yapımını zorlaştıran, yüzeyde düzlemsel üretim teknikleri yerine derinleme sine üretim teknikleri kullanılmakta ve böylece kris talden de daha verimli, etkin yararlanılmış olunmak tadır. Bir anlamda denetim öğesi kristalin içinde gö mülmektedir.

Japonya'da 1975 yılında Sony ve Yamaha bu tip Güç FET'leri geliştirdi. Dikey FET olarak adlandırılan bu öğeler Şony Firmasınca p ve n oluklu, Yamaha Firma sınca da yalnızca n oluklu olarak yapılmıştı. Örneğin Yamaha'nın ürettiği n oluklu 2SK77 tipi, üzerinde 200 W güç harcayabilen ve V p ^ , ^ ^ ; 200 V. J D m a k : 20 A. özellikleri olan bir Güç MOSFET'iydi.

Çizim 25'te Yamaha n oluklu J FET'in basit iç yapısı gösterilmiştir. Düzlemsel FET'e göre akım dikey iletil mekte, akaç kristalin alt tarafında bulunmaktadır. Isı nın çoğunun akaç bölgesinde oluşması nedeniyle aka cı kılıfa bağlayan kısmın çok küçük ısıl direnci olma sı gerekmektedir.

Çizim 25'te görülebileceği gibi oluk, içinde "ızgara" biçimli p* katkılı bir maddenin gömülü olduğu, n" kat

kılı bir bölgedir. Tüm yonga büyüklüğü 5x5 mm.'dir ve içinde birbirleriyle paralellenmiş onbinlerce FET'İ barındırır. Yine Japonya'da 3 4 yıl önce Tohoku Universitesi'nde Statik Endüklemeli Transistor (Statik Induction Tran sistor) adıyla geliştirilmiş JFET'ler 10 kW üzerinde güçlerde çalışabiliyordu. Derinleme üretim yöntemlerinin yanı sıra bu süreçte yüzeysel üretim yöntemlerinin kullanıldığı Düzlemsel J FET'lerde de koşut bir gelişme olmuş ve GE Araştır ma ve Geliştirme Laboratuvarlarında 500 V.'a çıkan ve 200 W.'lık güç denetleyebilen J FET'ler yapılmıştır. JFET'in MOSFET'e göre daha küçük giriş sığası var ılır. Ancak öğenin normal durumda (VçşiO) iletimde olması Güç Elektroniği uygulamalarında güvenilirlik ve çalışmaya arızasız başlama açılarından önemli bir sorun oluşturmaktadır.

Çi/im 25 : Japonya'da Yamoha firmasının geliştirdi ği n oluklu dikey JFET

5. TRİSTÖR ve GELİŞMELER Yüksek Gerilimde Doğru Akım İletimi (HVDC Trans mission) konusu Güç Elektroniğini ilgilendirdiğinden bu yana tristörlerin akım, gerilim ve diğer yetenekleri nin geliştirilmesi çabaları da yoğunlaşmıştır. Ameri ka'da VVestinghouse ve General Electric, İsveç'te ASE A, İsviçre'de BBC Brown Boveri Co. Japonya'da Toshi ba bu konuda araştırma ve geliştirme çalışmalarını arttıran firmalardan bazılarıdır.

Bir HVDC çeviricisinden 100 üzerinde dizi bağlı tristör bulunduğu göz önüne alınırsa kayıpların azaltılması ve güvenilirliğin sağlanması için en başta tristör sayısının en aza indirilmesi gerektiği açıktır. Bu ise herbirtris törün dayanabileceği gerilimin arttırılmasıyla olanaklı dır. Ancak Westinghouse Araştırmacılarından Lewis R. Lovvry'nin bu konuda yapılan çalışmaları özetler ken (15), belirttiği gibi dayanma geriliminin arttırıl ması iletimde ön gerilim düşümünün de artışına neden olmaktadır. Çalışmalarını aynı doğrultuda General

Electric Firmasında yürüten Victor A.K.Temple de tristörün kırılma geriliminin arttırılabilmesi için tristö rün (her 100V. için kabaca bir mikrometre) kalınlaş tırılması zorunluluğuna değinirken bunun da kesime geçişi geciktireceğini belirtmektedir (16). Bu çalışma lardan çıkan diğer bir sonuç ise kırılma geriliminin arttırılışıyla birlikte öğenin pn ekleminin çalışabilece ği en yüksek sıcaklığın da azaltılması gerektiğidir. Ör neğin 2,5kV'a dayanabilecek bir tristörün eklem sı caklığı 135°C'a kadar yükselebilir, ancak 4,5kV'da üst sınır 120°C olmaktadır (17). Tristörün yüksek gerilime dayanma yeteneği büyük öl çüde yapımda kullanılan silisyum kristalinin niteliğine bağlıdır. Kristal ne kadar düzgün (uniform) olursa tris törün beklenmedik kırılımlara uğrama olasılığı da o kadar azdır. Bunu sağlamanın bir yolu silisyum kristali ni düşük enerjili nötron ışımasına tabi tutmaktır. Böy lece katkılamanın çok hassas ve doğru yapılabilmesi, silisyum dilim kalınlığının teorik alt sınıra kadar azal tılmasını olanaklı kılmakta ve t r ist ör inceldikçe de ile timde ön gerilim düşümü, kesime geçiş zamanı ve öğenin diğer kısımları ile pn eklemi arasındaki ısısal direnç de azalmaktadır.

öte yandan kesime geçişteki gecikmeyi azaltmak için de ısıma ancak bu kez elektron ve gama ışınımı biçi minde kullanılmakta ve Platin ya da Altın katkılama yöntemlerine göre daha düz ve hassas denetlenebilirli ği nedeniyle yeğlenmektedir.

Tüm bu çalışmalar sonucu 3000 A akımı geçiren ve kesimde de 5000 V gerilime dayanabilen tristörler üretilebilmiş ve kullanıcılara sunulmuştur.

5.1. GTO KAPI KESİMLİ TRİSTÖR Kapı Kesimli Tristör (Gate Trun of Thyristor GTO) güç öğesi üretiminde ilginç bir gelişmedir. GTO, tristör gibi artı kapı sürüşüyle iletime geçebilen ancak olağan bir tristörden farklı olarak eksi kapı sürüşüyle de kesime sokulabilen bir öğedir (18, 19), GTO'nün çekici yanı tristörlerin kesime sokmada kullanılan söndürüm devrelerini (Commutation Circuits) gereksiz kılmasıdır. GTO bir anlamda tristörün üstünlüklerini (yüksek akım/gerilim) Bipolar transistorun üstünlükle riyle (sürme kolaylıkları) birleştirmektedir.

GTO'nun çalışma ilkesine kabaca değinmek amacıyla Çizim 26.a'da bir tristör ve bunun iki transistorlu eş değeri gösterilmiştir. Kullanılan simgeler de çizim 26' da tanımlanmıştır. Çizim 26.a'dan görülebileceği gibi iletimde tristörün Anod akımı iki transistorlu eşdeğer devrede üstte bulunan pnp tabanına iletilmekte, altta da npn transistorunun taban ve toplayıcısınca toplan maktadır. Böylece tristörün Anodundan pnp transis torunun yayıcı akımı olarak giren akım, npn transis torun yayıcısından yani tristörün Katodundan dışarı

çıkmaktadır. Tristörün anılan iletim durumunda ap=

ı

lc

an Ipnp transistoru için aD = —• , npn transistoru

,c

>E

'Ç'n an p_) olduğu varsayılırsa transistörlerde eşit

akım bulunur. İşte bu durumda pnp transistorunun toplayıcı akımı npn transistorunun tabanından çekilir se (Kapı ucu aracılığıyla) npn transistoru kesime girer ve öngerilimi tıkayarak tristörü kesime zorlar. Ancak bu durumda kesime neden olan eksi kapı akımı, kesim öncesi Anod akımının en az yarısı kadar olmaktadır.

rr

TI (a) Ortak taban çalışma durumunda: pnp transistoru için O 'r^

" " T i •• i:

(b)

Çizim 26 : GTO çalışması, (a) Tristör ve iki transis tor eşdeğeri, (b) GTO kapı sürme akımı dalga biçimi, (1600 V, 600 A özelliklerin de ve yüksek güçlü bir GTO için)

Eğer pnp transistorun otp değişkeni (tristör iletimdey ken) 1 'den çok küçük yapılır ve de pnp transistorun ap değişkeni de ap + an = 1 eşitliği korunacak bi çimde 1 'e çok yaklaştırılır» tristörün toplam Anod akımının çok küçük bir oranı pnp transistorunun top layıcısından ( l c = a n I E ) akacaktır, işte tristörün kesi me sokulabilmesi için toplam Anod akımının göreceli küçük bir oranı olan bu akımın kapı ucundan dışarıya çekilmesi yeterlidir.

otp değişkeninin küçük olması pnp transistorun taban bölge kalınlığına, yayıcı veriminin düşüklüğüne ve di ğer etkenlerle birlikte katkı özelliklerine bağlıdır.

Üretilen GTO öğelerin tıkama kazançları (kesim ön cesi Anod akımının, kesime neden olan eksi kapı akımına oranı) genellikle 5 ile 25 arasında olmaktadır ve bu öğeler için karmaşık sürme devreleri gerekmek tedir. Günümüzde 1000 A akım geçirebilen ve 3000 V gerilimde çalışan GTO'lar yapılabilmektedir (20),

Sürme zorluklarını (21) değerlendirmek amacıyla çi zim 26,b'de 1600 V. 600 A. özellikleolanbir GTO'yu süren kapı akımının dalga biçimi gösterilmiştir (22). DA kapı tetikleme akımı I g j ' n i n 1 A. olduğu bu GTO'yu, iletime geçerken oluşan kayıpların öğeyi kı nlıma sürüklememesi için, 1 5 x l G j değerinde çizim 21.b'de gösterilen biçimde sürmek, daha sonra öğenin iletimde kalabilmesi için, yük güç katsayısından ba ğımsız olarak, 2 x I Q J büyüklüğünde bir akımı sürekli vermek ve sonuçta kesime sokabilmek için de 150A, eksi bir kapı akımıyla sürmek gerekmektedir.

Böylece GTO söndürüm devrelerini gereksiz kılarken, buradaki birtakım karmaşık sorunları sürme devresi ne aktarmaktadır,

5.2. FCT ALAN DENETİMLİ TRİSTÖR

Yarı iletken güç elektroniği öğelerinde yeni gelişme lerden biri de Alan Denetimli Tristördür (Field Cont rolled Thyristor), ADT'nin yapısı JFET'e benzemekle birlikte silisyum kristalinin altında taşıyıcı "püskür ten" bir uç bulunmaktadır. Bu durum öğenin çalış masında önemli değişikliğe yol açmakta ve Anod böl gesinden azınlık taşıyıcılarının püskürtülmesi, olağan akım iletimi anında, sürüklenme (drift) bölgesinin ilet kenliğini değiştirmektedir. Böylece ADT'ler MOS FET'lerden 10 kez ve Bipolar Transistörlerden de 3 kez fazla akım yoğunluğunda çalışabilmektedirler. Ancak olağan iletimde sağlanan bu olumlu gelişme daha fazla sürme akımı gerektirmekte ve anahtarlama hızını, sıklığı sınırlamaktadır. Bunun nedeni öğenin kesime sokulabilmesi için "püskürtülen" azınlık taşı yıcılarının geri alınması zorunluluğudur,

Japonya'da Hitachi'nin 4 5 yıl önce ürettiği Statik Endüklemeli Tristör (Static Induction Thyristor) 2500 V, 500 A özelliklerine ve 6 jus anahtarlama hızı na sahipti. Aynı dönemde General Electric firması da 1000 V, 10 A ve Ijus anahtarlama hızı olan benzer öğeler üretmiştir.

Kaba bir genelleme yapılırsa, ADT'lerin anahtarlama hızlarının olağan tristörlere göre yüksek olması ve Bi polar transistörler ve MOSFET'lerden de daha büyük akım yoğunluğunda çalışabilmeleri nedeniyle (1*10) kHz sıklık arahğındaki uygulamalarda umut verici bir konuma sahip oldukları söylenebilir.

5.3. MOSCR MOS KAPILI TRİSTÖR

MOSCR, olağan bilinen tristör yapısıyla MOS kapıla rının tümleştirilmesi sonucu elde edilmiş yeni bir tris tördür. Bu öğeyi iletime sokmak için MOS kapısı te tiklenir. önce General Electric tarafından Dikey, V, yapısıyla üretilen bu öge daha sonra Siemens'in geliş tirdiği SrPMÖS (polikristal sUisyum kapılı MOS) yön "teminin uygulanmasıyla DMOS yapısıyla Siemens ta rafından 40 kW'ı aşan güçlerde üretilmiştir.

Geliştirilen bu özel kapı aracılığıyla gereken kapı sür me akımı çok azalmakta, bunun yanı sıra tristörün 4V dt yeteneği ile kapı duyarlılığı arasındaki bağımlılık da en aza inmektedir (bkz. Bölüm 3. —dV— nin büyük

dV

olması durumunda i = C

yebilir).

akımı tristörü tetikle

5,4. IŞIKLA TETİKLEME

Son zamanlarda tristörleri çeşitli tetikleme yöntemle rinin içinde ışıkla tetikleme yöntemi gittikçe artan öl çüde dikkat çeken bir gelişme alanı olmuştur (23). Işıkla tetikleme yönteminin yeğlenmesinin tek nedeni sürme devrelerinin çok basit oluşu değildir; diğer önemli bir neden de tristörün elektromanyetik karışı ma (interference) karşı korunmuş olmasıdır. Böylece tristörlü dizgelerin güvenilirliğini arttırmak kolaylaş maktadır,

Işık, silisyum kristalince emilince, elektron delik çift leri oluşturur ve varolan bir elektrik alanında bunlar bir akım iletimine yol açarlar.. Bu akımda tristörü te tiklemek için kullanılabilir. Araştırmalar ışıkla tetik leme için en uygun dalga boyunun yakın kızıl ötesi bölge içinde ve 1 mikrometre (10~6m) dolaylarında olduğunu saptamıştır. Çok kısa dalga boylarında emil me çok artmakta ve elektron delik çiftleri onlara ge reksinimin en fazla olduğu pn ekleminin her iki ya nındaki boşaltılmış bölgede değil de silisyum kristali nin yüzeyinde oluşmaktadır. Çok uzun dalga boyla rında İse, emilme çok azalmakta ve iletime geçiş için yeterli olmayacak kadar az elektron delik çiftleri oluşmaktadır (24).

1980 yılında Japonya'da Mitsubishi firması 4 kV ters gerilime dayanabilen 1500 A akım iletebilen bir ışık tetiklemeli tristör ürettiklerini duyurmuştu, Amerika' da General Electric 1981 "de 4500 V, 1500 A özelli ğinde benzer bir tristörü üretmiştir. 1 yıl sonra bu kez Japonya'da Toshiba firması benzer güç yeteneği olan ancak kapısı çok hassas (iletime geçiş için yalnız 5 m W ışıl gücü gerektiren) bir tristörü üretebildi. Amerika' da Westinghouse firması da benzer çalışmalar yürüt mektedir.

Çalışmaların üstesinden gelmesi zorunlu olan bir so run da tristörün ışığa hassas kapı alanına gelen ener jiyle ışık kaynağını besleyen elektrik enerjisi arasında bulunan büyük enerji kaybıdır. Araştırmalara göre ışık kaynağına beslenen enerjinin ancak % (0.01 1 )'i tristör kapısına ulaşabilmektedir.

6. YARI İLETKEN GÜÇ ELEKTRONİĞİ ÖĞELERİNE TOPLU BAKIŞ. HANGİSİ EN İYİ?

Yakın geçmişe kadar Güç Elektroniğinde kullanılan kapı denetimi i öğeler Bipolar Güç Transistoru ve Kapı Kesimli Tristör GTO olmak üzere, iki türdü Bu sınırlı seçim devre tasarımcılarını verim, maliyet, devre kar maşıklığı ve diğer etkenlere bağımlı olarak genellikle birçok uygulamada güç transistorunu yeğlemeye (ül kemizde tristöre karşı varolan "güvensizlikte" bunda önemli bir etkendir) zorlamıştır.

Ancak yeni güç anahtarlama öğelerinin çıkışıyla devre tasarımcıları ve uygulayıcıları bir ölçüde esnekliğe ka vuşmuştur,

Çizelge 1'de Bipolar Güç Transistoru ve GTO'nun özellikleri Güç MOSFET, JFET, ALAN DENETİMLİ TRİSTÖR ve GaAs FET'in özellikleriyle karşılaştırıl

maktadır. Daha önce değinildiği gibi JFET ve ALAN DENETİMLİ TRİSTÖR olağan durumda yani tetik lenmemişken iletimde olan öğelerdir.

Daha ilerki bir bölümde konusu olacak olan GaAs öğesi için şimdilik şunu belirtmek yeterlidir; olağan koşullarda yonga yapımında silisyum ya da Germani um kristali kullanılır. Ancak kristalin Galyum ve Arse nit bileşiminden yapılması ve p, n türü katkılamanın da oluşturulmasıyla yapılan öğeler önemli bazı özel likler göstermektedir. Bu yapıya sahip FET'lere GaAs FET denmektedir.

Herhangi bir uygulamada güç anahtarlamasım yapan öğenin maliyetini düşürmek için öğenin yüksek akım yoğunluğunda ve iletimdeyken küçük bir öngerilim düşümünde çalışması gerekir. Bu, sürekli durumda ça lışırken, az güç kaybını sağlar ve yonga boyutlarını ve öğenin maliyetini düşürür. Çizelge Vden görülebilece ği gibi ADT, GTO'ya kıyaslanabilir bir akım yoğunlu ğunda çalışabilmektedir. Teorik çalışmalar sonuçları na göre GaAs FET daha yüksek akım yoğunluklarına çıkabilecektir. Ancak ADT'nin aşırı ani akıma (surge current) dayanma yeteneği GaAs FET'ten daha fazla dır.

ÇİZELGE: 1. Çeşitli Yarı İletken Ciüç Öğelerinin Çalışma Özelliklerinin Karşılaştırılması (26 nolu kaynaktan yararlanılarak hazırlanmıştır)

*^_

ÖGE

ÖZELLİ K L E R T " ^ ^

Normal durumda Acık / Kapalı

Ters gerilime dayanma yeteneği. Volt

Kınıma gerilim aralığı. Volt»

İletimde akım* yoğunluğu. A/cm?

Ani asın akım geçirebilme yeteneği

Vaklat ık en büyük anahtarlama huri

çalınma ısısı, santkjrad derece

Kapı sürme gocu

BİPOLAR TRA NSİ STOR

Kapalı (kesimde)

KAPI KESİMLİ TRİ STÖR

GTO

Kapalı

MOSFET Kapalı

JFET va STATİK ENDOKLEMELİ TRÂNSfSTOR

Acık (Hetlmde

ALAN DENETİMLİ TRİ STÖR

FCT

Acık

OaAs FET

Acık /Kapalı

50 50 500

500 2500 500 2500

SOO 2500 500 2500

At

200 KHz

2MHI

Y Mcsek (iletime ve kesime sokma durumların* da yOksek taban sttrme akımı gerekiyor)

Orta (kesime sokarken bOyOk kapı sarine akını gerekiyor)

OOtOk (yalnızca küçük Mr sıoa doldurma akımı gerekiyor)

200 Düiük

2000 Orta

200 Dttsük

• karşılaştırma SOO V «e 1.5 V l u k ön garlllm düillmo «a n öğeler arasındadır.

23 1

Ökeler arası seçimde önemli diğer bir etken de anah t.ırlama hızı sıklıktır. En hızlı kesime gidebilen de, bu anlamda en iyisidir çünkü bu durumda anahtarlama kayıpları en az olmaktadır. Çizelge 1'de bu açıdan unipolar öğelerin (Silisyum MOSFET, JFET, GaAs FET) en iyi oldukları görülmektedir.

Sıklığın yanı sıra seçimde diğer bir etken de öğenin gereksindiği sürme tetikleme güç miktarıdır. Sü me devresinin karmaşıklığı ve maliyeti düşünülürse bunun önemli bir unsur olduğu ortadadır. Bjpolar transistör lerin ve GTO'ların yüksek sürme akımı istemelerine karşın unipolar öğeler sürekli çalışma durumunda ka pı sürme devresine yüksek bir giriş empedansı (sığasal) göstermekte ve böylece en az bir sürme gücü yeterli olmaktadır.

Isının, öğenin çalışmasına etkisi bağlamında GTO'lar en yeteneksiz öğelerdir. Bu alanda unipolar FET' ler daha yetenekli ve GaAs FET'ler ise en iyidirler. Öte yandan çizelge 1'ae yalnız ADT ve GTO'nun ters akımı engellediğini, diğerlerinin ise ters gerilime karşı seri bir diyotla birlikte kullanılması gerekliliğini be lirtmekte yarar var. Ancak 2 yıl önce General Electric firması alan etkili kapı yapısıyla, Bipolar akım iletimi ni birleştiren ve yalıtkan kapılı Doğrultmaç Insula ted Gate Redifler) olarak adlandırılan yeni bir öce geliştirmiştir (25). ADT ve GTO gibi yüksek akını yoğunluğunda çalışabilen bu öğe Güç MOSFET'in yüksek giriş empedansına sahip olmanın yanı sıra her iki yönde gerilimi tıkayabilme yeteneğine de sahip tir (MOSFET ise ters yönde de akım geçirir). Ancak yalıtkan kapılı Doğrultmaç'ın şimdilik anahtarlama hızı düşüktür (10/JS) ve dayanabileceği gerilim de azdır (600 V) ;

Şu ana kadar değinilen konulardan bazı genel sonuç lar çıkarılabilir: Aşırı ani akıma dayanabilme yeteneği dışında GaAs FET diğerlerinden üstündür. Çok yüksek akım yoğun luğunda, en az sürme gücüyle ve yüksek sıklıkta çalı şabilmektedir. GaAs FET'lerin üretim teknolojisi ha len geliştirilme sürecindedir.

GaAs FET teknolojisinin geliştirilmesi sürecinde silis yumlu FET'ler anahtarlama kayıplarının sürekli du rum kayıplarına göre önem kazanıp, arttığı yüksek sıklık uygulamalarında ağırlık kazanmaktadır.

Daha düşük sıklıklarda ise uygulama, sürme devresinin karmaşıklığı ve maliyet göz önüne alınarak Bipolar Transistor, GTO, ADT ve Güç MOSFET'İ Arasında daha esnek bir seçim yapılabilir.

7. ÖĞELERİN GÜÇ YETENEKLERİNDE GELİŞMELER

it* güç yeteneği (VA)

I I I I I/ I/

MOS kapılı trlstör / /

JFET ve statik endüklemell transistor

MOSFET

ffîl I I I I J I I I I yıl

Çizim 27 : Son zamanlarda geliştirilen bazı yarı ilet ken güç anahtarlama öğelerinin güç yete neklerinde gelişmeler

0 z 1 ı 1 ı 11 »

İletim direnci (ohm cm2

F T T I T Tr| in

/'

//

1 1 1 1 1 İli

v İl Iff* u\0*

/I 1 1 1 ull

1 1 1 1 1 İli 4

kırılma gerilimi

Çizim 28 : Güç MOSFET'in iletim direncinin kınlım gerilimine bağımlılığı

Çeşitli yarı iletken Güç Elektroniği öğelerinin güç ye teneklerinin 1981 yılına kadar gösterdiği gelişme veri alınarak bunların gelecek zamana göre gelişimi ince lenmiş (26) ve çizim 27'de gösterilen ve bir dizi eğri lerle anlatılan sonuçlar elde edilmiştir. Çizimde deği

F.LEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ .11 1

şik tür öğelerin karşılaştırılabilmesi için özgün fark lılıklar en iyi düzeyde dikkate alınmıştır. Görülmekte dir ki MOS Kapılı Tristör ve ADT'nin güç yeteneği hızla artmaktadır. Çünkü bu öğeler Bipolar durumda çalışmakta, dolayısıyla bu öğeler için, ön çalışma akım yoğunluluğunu önemli bir biçimde etkileme den, yüksek gerilime dayanabilecek yeni yapılar geliş tirilebilmektedir. Unipolar öğelerin ise güç yeteneklerinin çok hızlı art tırılmadığı görülmektedir. Bunun nedeni daha önce değinilen ve iletim durumunda kaynak ve akaç arasın da bulunan direncin öğenin bu yeteneğini sınırlaması dır. Çizim 28'de görülebileceği gibi bu direncin azal tılması Güç FET'inin dayanabileceği gerilimi azalt makta dolayısıyla gücü arttırma bir sorun olmaktadır. Çizim 28'de günümüzdeki durum, silisyum kristal ve GaAs kristal yapının kullanılmasıyla iletimdeki diren cin daha da düşeceği görülmektedir.

8. ÖĞELERİN ANAHTARLAMA HIZI AÇISINDAN KARŞILAŞTIRILMASI önceki bölümlerde değinilen güç anahtarlama öğeleri yüksek sıklıkta güç dönüşümü ve denetimi için yeni olanaklar sağlamaktadır. AA Motor ivme, ruz, mo ment, akım ve akı denetimi bu olanakların uygulama ya sokulabileceği alanlardan yalnızca birisidir. Bu uy gulamalarda kullanılacak öğelerin seçiminde anahtar lama hızı sıklık önemli bir unsurdur.

İletimde oluşan olağan kayıplar ve anahtarlama süre cinde oluşan kayıpların toplamı sıklığa bağlıdır. Çi zim 29'da Güç MOSFET, Darlington Transistor, ADT ve GaAs FET'in sıklığa bağlı olarak güç kayıpları gös terilmektedir. Karşılaştırma ile ilgili bilgiler Çizim 29' da verilmiştir (27).

Çizim 29 : Dört farklı güç anahtarlama öğesinin sıklı ğa bağımlı olarak güç kayıpları

GaAs FET görüldüğü gibi tüm siljsyumlu öğelerden daha az kayıpla çalışmaktadır. Silisyumlu öğeler ara sında, düşük sıklıklarda, ADT en az güç kaybına sa hiptir. ADT'nin kayıpları bu sıklıklarda Darlington güç transistorun kayıplarının 1/3'ü kadar, ve aynı sık

lıklarda MOSFET'in kayıpları ise Darlington'ların 3 katı kadardır. Ancak 13 kHz aşıldığında Güç MOS FET'i en az kayıplı eleman olmaktadır. Bu durumlar da Güç MOSFET'in en iyi seçim olduğu görülmekte dir.

450 V gerilim durumunda yapılan bu karşılaştırma 100 V ve 1000 V gerilimler için tekrarlandığında şöy le sonuçlara varılmal.tadır: (20 30) kHz aralığındaki uygulamalarda 1000 V'a kadar (kınlım gerilimi göz önüne alınmazsa) Güç MOSFET en verimli öğedir. 20 kHz'in altında seçim, sıklığa ve kınlım gerilimine ba ğımlı, olmakta ve 1000 V dolaylarında ve 10 kHz al tında Güç MOSFET'i verimsiz bir anahtar durumuna gelmektedir. 1 kHz altında ise GTO, ADT ve Darling ton Güç Transistoru en az kayıplı öğelerdir. (1 10) kHz aralığında da GTO, ADT ve Darlington Güç Tıansistörü karşılaştırabilir. Bunlar arasındaki seçim de, bulunabilirlik uygulama ağırlıklı konular gibi et kenlerce belirlenecektir. Gerilimin 500 V'a düşmesi durumunda Güç MOSFET'İ (2 3) kHz sıklıkta da kul lanılabilir olmaktadır.

9. VLST ÇOK BÜYÜK ÖLÇEKLİ TÜMLEŞTİRME YÖNTEMİ VE GÜÇ ELEKTRONİĞİ

Ticari uygulamalarda kullanılan tipik Güç MOSFET' leri 300x300 mils (7,63x7,63 mm) büyüklüğünde bir yonganın üzerinde koşut bağlanmış yaklaşık 67000 hücre sıralarından oluşmaktadır. Bu öğelerin güç yeteneklerini arttırma yonganın büyütülürken ay nı zamanda hücre yoğunluğunun da arttırılmasını ge rektirmektedir. VLST yöntemi bunu sağlayan güçlü bir tekniktir, önceki bölümlerde değinilen iletim di renci bu yolla düşürülmekte direnci düşürülmüş birim ler, akımı arttırma amacıyla koşut bağlanmakta ve böylece MOSFET'in güç yeteneği arttırılmaktadır. Ancak çok küçük boyutlarda çalışılması ve üretim sü recinin çok duyarlı oluşu aşılması güç olan sorunlar yaratmaktadır.

Ayrıca günümüzde çeşitli Güç Tümleşik Devreleri (Power IC) de uygulama alanına girmiştir. Böylece bu Güç Tümleşik Devrelerinin MOS teknolojisiyle birleş mesi ve Mikroişlemcilerin dış dünya ile daha iyi ileti şim gereksinimlerine yanıt vermek amacıyla, Philips Araştırma Laboratuvarlarında Resurf (Reduced Sur face Field) teknolojisi geliştirilmiştir (28). Bu teknik le aynı yonga üzerinde hem güç öğeleri hem de birçok sayısal ya da örneksel devreler tümleştirilmektedir.

10. GaAs GÜÇ FET

GaAs FET'ini önemli özellikleri olduğu Çizelge 1 in celenirken belirtilmişti. GaAs FET'in mikrodalga güç yükselticilerinde kendisine önemli bir yer edinmesine karşın, güç öğelerine uygulanabilirliği yakın bir geç mişe kadar pek dikkate değer görülmemiştir.

Belirli bir kınlım gerilimi ve yonga büyüklüğü olan bir silisyum FET'in iletim direnci aynı koşullarda olan bir GaAs FET'e göre 12 kez büyüktür. Bunun nedeni basitçe şöyle açıklanabilir; FET'te oluğun n tipi bir bölge olduğu varsayılırsa bu bölgenin direnci diğer et kenlerin yanı sıra elektronların silisyum kristali için deki hareketliliğine (mobility) bağlıdır. GaAs kristal yapısında ise elektronların bu hareket esnekliği daha fazla, dolayısıyla akımı taşımaları daha kolaydır. Bu nedenle aynı boyutlu bir GaAs bölgesinin direnci, si lisyumdan daha az olmaktadır. Dolayısıyla Ga As kris talinin birim boyutlu bölgesi, silisyum kristalinin çok daha büyük boyutlu bölgesine (direnç açısından) eş değerdir. Aynı nedenle silisyum kristalin yerine aynı boyutlu GaAs kristali kullanmak sonuçta silisyum kristalini birkaç kez küçültmekle eşdeğerdir.

Değinilen noktalardan dolayı aynı güç yeteneği olan GaAs FET, silisyum FET'ten 8 kez daha küçüktür. Bu daha yoğun paketlemeyi olanaklı kıldığı gibi, giriş sı ğasını küçülttüğü için sürme devresini de basitleştir mektedir. Ayrıca çok yüksek sıklığa çıkılması da ola naklaşmaktadır. Ancak GaAs Güç FET'i üretim tek nolojisinin aşmak zorunda olduğu pek çok sorun var dır ve bu teknoloji geliştirilme sürecindedir. Çizim 3O.a'da mikrodalga yarı iletken üretiminde uz manlaşmış firmaların arasında yeni katılmış denebile cek HARRIS firmasının 1983 yılında kullanıma sun duğu GaAs Güç FET dizisinin ilk öğesi olan HMF 0300"ün kapı yapısı gösterilmiştir. Çizim 3O.b'de ise öğenin boyutları, kaynak akaç ve kapı uçları görül mektedir. 9 öğeyi içeren bu dizi 14 GHz sıklığa ve 1 W güce ulaşabilecek niteliktedir. Yukarıda anılan öğeye uygulanabilecek en çok akaç, kaynak gerilimi 10 V, en çok kapı kaynak gerilimi 6 V ve çıkılabile cek en yüksek oluk sıcaklığa da 180°C'dir.

(ti)

Çizim 30 : Harrisfirmasının ürettiği HMF 0300GaAs Güç MOSFET'in kapı yapısı (a) ve öğenin boyutları (b) [boyutlar mikrometre (10~6m) olarak verilmiştir.]

Çizim 31 .a'da aynı serinin geliştirilmiş bir öğesi olan HMF 2400'ün kapı ve kaynak yapısını gösteren bir ı'esim, Resim 31 .b'de aynı yapının taramalı elektron mikroskobuyla yakınlaştırılmış biçimi görülmektedir. Öğenin büyüklüğünü ve bağlantılarını belirtmek için aynı diziden HMF 0610'un şeması çizim 31.c'de ve rilmiştir.

Yukarıda anılan GaAs Güç FET'Ier çok hücrelerden oluşmuş bir birim değildirler. Birimlerin güvenilir ko şut bağlanmasının önünde oluşan parazit endüktansla rın yok edilmesi gibi birçok sorunlar bulunmaktadır. Öte yandan sayısal ve mikrodalga örneksel tekniklerin birleştirilmesinden GaAs sayısal tümleşik devrelerinin yapılmakta ve kullanıma sokulmakta olduğunu da be lirtmekte yarar vardır (29). Bu "melez" öğelerin ör nek olarak 1.5 GHz sıklıkta çalışabilen 4 basamak öteleme kayıtlayıcıları, 2 GHz'de çalışabilen iki/dört/ sekize bölen ikili sayaçlar, (3,5 4) GHz'de çalışabilen iki durumlular (flip flop) çeşitli mantık kapıları, faz karşılaştırdılar ve oku yaz Bellekler (RAM) gösterile bilir.

(a) (a)

Çizim 31 : HMF 2400'ün kapı ve kaynak yapısı (a), taramalı elektron mikroskobuyla görünü şü (b) ve aynı diziden HMF 0610'un bo yutları (c) [Boyutlar, mikrometre olarak verilmiştir.]

11. SONUÇ öyle görülüyor ki GaAs Güç FET yalnız yüksek sıklık ta çok çekici görünen silisyumlu Güç MOSFET'in ye rini almakla kalmayacak, aynı zamanda düşük sıklıkta verimli güç anahtarlama uygulamalarında yoğun bi çimde kullanılan Bipolar Güç Transistorun de yerini sarsacak Güç Elektroniği uygulamalarında devrimci bir rol oynayacaktır.

Bu durumda yazı başlığındaki "Transistor mü Tristör mü?" sorusuna yanıtı, "İkisi de değil. GaAs Güç FET'i, ancak ne zaman?" biçiminde vermek gere kiyor.

KAYNAKLAR (1) W.Th. Hetterscheid, "Turn on and Turn off Behavior of High Voltage Svvitching Transistor". Philisps Application7 Notes.

(2) "Emitter Switching of Povver Transistors". U.S. Patent 3 781 638, Dec. 1978.

(3) D.Y.Chcn and B Jackson, "Comparison of Powcr Tran sistor Turn off Characteristics Betvveen Emittcr Open and Revcrse Bias Tum off", IEEE Trans. Aerosp. Electron Syst., May. 1981.

(4) D.Y.Chen, J.P.Wolden, "Application of Transistor F.mit ter open Turn off Seneme to High Voltage Power Invcrters", IEEE Trans. on Ind. Appl., Vol IA 18, No: 4, July/Auj^ust 1982.

(5) L. Danley, "Parameter Trade offs in Power Transistor?", Proceedings of Povvercon 3, Session C2, June 24, 19 76.

(6) S. Krishna, P.L.Hower, "Second Breakdovvn for Transis tors Durring Inductive Turn off", Proceedings of the IEEE. letters, March 1973.

(7) VV.R.Skanadore, "Methods for Utilizing High Speed Svvitching Transistors in High Energy Svvitching Environ ments", General Semiconductor Industries. Application Note, 1977.

(8) P.L.Hovver, D.L.Blackburn, F.F Ottinger, S. Rubin. "Stoble Hot Spots and Second Breakdovvn in Povver Transis tors", Povver Electronics Specialists Conference Record, Ses sion 5.1,.June 10, 1976.

(9) B.A.Beatty, S.Krishna, M.S.Adler. "Second Breakdovvn in Povver Transistors Due to Aralanche Injection", IEEE Trans. Electron Devices, Vol. ED 23, August 1976.

(10) P.L.Hovver, V.G.K. Reddi, "Avalanche Enjection and Second Breakdovvn in Transistors", IEEE Trans. Electron Devices,Vol.ED 17, April 1970.

(11) R,W. Stokes, "High Voltage Transistor Inverters for A.C. Traction Drives'',British Railvvays Research and Development Division, Derby England.

(12) William Mc Murray, "Selection of Snubbers and Clamps to Optimize the Design of Transistor Svvitching Convertcrs", (13) "Field Effect Transistors in Theory and Practice", Mo torola Application Note/AN 211 A.

(14) KÜ.Tiefert, D.VV.Tsang, R.L.Myers, V.Lİ, "The Verti cal Povver MOSFET for High Speed Povver Control",IIewlett Packard Journal, August 1981.

(15) G Kaplan, "Thyristors: Future VVorkhorses in Povver Transmission", IEEE Spectrum, Dec. 1982.

(16) VA.K.Temple, "Controlled Thyristor Turn otı for high Dioda Capability", International Electron Devices Meeting, Washington, Dec. 7 9,1981.

(17) S.K. Ghandhi, "Semiconductor Povver Devices. Physics of Operation and Fabrication Technology". Book publ. by John Wiley and Sons.London, 1977, nn. 187 262.

(18) Kishi, Kurota, Imai, Seki, "High Povver Gate Turn off Thyristors", IEEE Conf. Publ. 1 23, Dec, 74.

(19)H.Fukui, Y Matsuda, T.Nagano, "Svvitching Charac teristics of a Gate Turn off Thyristor", PCI March 1982 Proc.

(20) T. Nagano. T. Yatsuo, M. Okamura, "Characteristics of a 3000 V, 1000 A Gate Turn off Thyristor", Conf. Record, 1981, Annu. Meet. IEEE Ind . Appl. Soc.

(21) Y.Ikeda, "Gate Turn off Thyristor and Drive Circuit", Hitachi Revievv, Vol. 29, 1980.

L'.İ.S

(22) M.IIonbu, Y Matsuda, K. Miyazaki. Y Jufuku. "Parallel Operntion Tcchniques of GTO Invcrser Set? for Lar^c AC Motor Hrivrs ', IEEE Trans. on inci. Appl., Vol.IA 19. No.2. 1483 (2!») Y. A K. Tcmplc. 'Invcrter Ligbt Trit^crcd Thyristor uitlı Unisrııc ,\raı Structurc Amplifying Gatc", IEEE Trans. on F.lcctron Devices, Vol. ED. 28, No. 7,July 1981.

(24) D. SÜhcr. M. FıUlmann. W. Lukanz, "Rcccnt Dcvclo|> ments in Ligin Activatcd Thyristors '. IEEE Publication No. 154, Scpt. 1977.

(25) M.A. Fisıhctti, "Discrete Componncts Reach for Com mcrtial Market s". IEEE Spcctrum. Jan. 1983.

(26) B J . Baliga, "Silicon Power Field Controlled Devices and Intct^atcd Cricuits". Book Publ. by Academic Press,, Applied Solid State Science Serrics, New York, 1981 .

(27) li.J B;ıljga, "Swit<hing a lot of U'atıs at lliph Spceds", IEKESpectrum, 1981.

(28) II.MJ.Vaes and J.A. Appels, "IIİKh VoltaKe. Ilish Cur rent Latcral Devices", International Electron Devices Meninj^. 1980. Paper 4.5.

(29) W.R. U'isseman (Texas Instrument Inc.), 'Ga.As Micm ıvavc and Dijital Techniqucs Make siırnificant Proırress, IE Fİ Spectrum, Jan. 19K.'İ.

• Halogen • Cıva Buharlı • Sodyum Buharlı Metal Halide Ampullü

I Armatürleri ile

* Ot o Y ol * Tünel * Hava Alam * Liman * Şantiye * Baraj * Anıt ve Spor fşsisieri

aydınlatılmasında

Türk Teknik ve Emeği...

Harnamcıoğulları ELEKTRİK SANAYİ »TteARtT AŞ."

Jrtoadak Caddesi Hamamaoötu iş Han. No. 44 Karaköy İSTANBUL 74Ş4. Algraf : HAKS Karaköy.iST. PK.778 Karaköy İSTANBUL ANTAtY A 1M:131K> 15031 TetekS: 56 262 HAKS TR